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時(shí)間：2023-03-22 17:45:03
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引言：
在電力系統(tǒng)微機(jī)保護(hù)和二次控制中，很多信號(hào)的處理與分析都是基于對(duì)正弦基波和某些整次諧波的分析，而系統(tǒng)電壓電流信號(hào)（尤其是故障瞬變過程）中混有各種復(fù)雜成分，所以濾波器一直是電力系統(tǒng)二次裝置的關(guān)鍵部件【1】。目前微機(jī)保護(hù)和二次信號(hào)處理軟件主要采用數(shù)字濾波器。傳統(tǒng)的數(shù)字濾波器設(shè)計(jì)使用繁瑣的公式計(jì)算，改變參數(shù)后需要重新計(jì)算，在設(shè)計(jì)濾波器尤其是高階濾波器時(shí)工作量很大。利用MATLAB信號(hào)處理工具箱（SignalProcessingToolbox）可以快速有效的實(shí)現(xiàn)數(shù)字濾波器的設(shè)計(jì)與仿真。
1數(shù)字濾波器及傳統(tǒng)設(shè)計(jì)方法
數(shù)字濾波器可以理解為是一個(gè)計(jì)算程序或算法，將代表輸入信號(hào)的數(shù)字時(shí)間序列轉(zhuǎn)化為代表輸出信號(hào)的數(shù)字時(shí)間序列，并在轉(zhuǎn)化過程中，使信號(hào)按預(yù)定的形式變化。數(shù)字濾波器有多種分類，根據(jù)數(shù)字濾波器沖激響應(yīng)的時(shí)域特征，可將數(shù)字濾波器分為兩種，即無限長沖激響應(yīng)（IIR）濾波器和有限長沖激響應(yīng)（FIR）濾波器。
IIR數(shù)字濾波器具有無限寬的沖激響應(yīng)，與模擬濾波器相匹配。所以IIR濾波器的設(shè)計(jì)可以采取在模擬濾波器設(shè)計(jì)的基礎(chǔ)上進(jìn)一步變換的方法。FIR數(shù)字濾波器的單位脈沖響應(yīng)是有限長序列。它的設(shè)計(jì)問題實(shí)質(zhì)上是確定能滿足所要求的轉(zhuǎn)移序列或脈沖響應(yīng)的常數(shù)問題，設(shè)計(jì)方法主要有窗函數(shù)法、頻率采樣法和等波紋最佳逼近法等。
在對(duì)濾波器實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)，整個(gè)過程的運(yùn)算量是很大的。例如利用窗函數(shù)法【2】設(shè)計(jì)M階FIR低通濾波器時(shí)，首先要根據(jù)（1）式計(jì)算出理想低通濾波器的單位沖激響應(yīng)序列，然后根據(jù)（2）式計(jì)算出M個(gè)濾波器系數(shù)。當(dāng)濾波器階數(shù)比較高時(shí)，計(jì)算量比較大，設(shè)計(jì)過程中改變參數(shù)或?yàn)V波器類型時(shí)都要重新計(jì)算。
設(shè)計(jì)完成后對(duì)已設(shè)計(jì)的濾波器的頻率響應(yīng)要進(jìn)行校核，要得到幅頻相頻響應(yīng)特性，運(yùn)算量也是很大的。我們平時(shí)所要設(shè)計(jì)的數(shù)字濾波器，階數(shù)和類型并不一定是完全給定的，很多時(shí)候都是要根據(jù)設(shè)計(jì)要求和濾波效果不斷的調(diào)整，以達(dá)到設(shè)計(jì)的最優(yōu)化。在這種情況下，濾波器的設(shè)計(jì)就要進(jìn)行大量復(fù)雜的運(yùn)算，單純的靠公式計(jì)算和編制簡單的程序很難在短時(shí)間內(nèi)完成設(shè)計(jì)。利用MATLAB強(qiáng)大的計(jì)算功能進(jìn)行計(jì)算機(jī)輔助設(shè)計(jì)，可以快速有效的設(shè)計(jì)數(shù)字濾波器，大大的簡化了計(jì)算量，直觀簡便。
2數(shù)字濾波器的MATLAB設(shè)計(jì)
2.1FDATool界面設(shè)計(jì)
2.1.1FDATool的介紹
FDATool（FilterDesign&AnalysisTool）是MATLAB信號(hào)處理工具箱里專用的濾波器設(shè)計(jì)分析工具，MATLAB6.0以上的版本還專門增加了濾波器設(shè)計(jì)工具箱（FilterDesignToolbox）。FDATool可以設(shè)計(jì)幾乎所有的基本的常規(guī)濾波器，包括FIR和IIR的各種設(shè)計(jì)方法。它操作簡單，方便靈活。
FDATool界面總共分兩大部分，一部分是DesignFilter，在界面的下半部，用來設(shè)置濾波器的設(shè)計(jì)參數(shù)，另一部分則是特性區(qū)，在界面的上半部分，用來顯示濾波器的各種特性。DesignFilter部分主要分為：
FilterType（濾波器類型）選項(xiàng)，包括Lowpass（低通）、Highpass（高通）、Bandpass（帶通）、Bandstop（帶阻）和特殊的FIR濾波器。
DesignMethod（設(shè)計(jì)方法）選項(xiàng)，包括IIR濾波器的Butterworth（巴特沃思）法、ChebyshevTypeI（切比雪夫I型）法、ChebyshevTypeII（切比雪夫II型）法、Elliptic（橢圓濾波器）法和FIR濾波器的Equiripple法、Least-Squares（最小乘方）法、Window（窗函數(shù)）法。
FilterOrder（濾波器階數(shù)）選項(xiàng)，定義濾波器的階數(shù)，包括SpecifyOrder（指定階數(shù)）和MinimumOrder（最小階數(shù)）。在SpecifyOrder中填入所要設(shè)計(jì)的濾波器的階數(shù)（N階濾波器，SpecifyOrder＝N-1），如果選擇MinimumOrder則MATLAB根據(jù)所選擇的濾波器類型自動(dòng)使用最小階數(shù)。
FrenquencySpecifications選項(xiàng)，可以詳細(xì)定義頻帶的各參數(shù)，包括采樣頻率Fs和頻帶的截止頻率。它的具體選項(xiàng)由FilterType選項(xiàng)和DesignMethod選項(xiàng)決定，例如Bandpass（帶通）濾波器需要定義Fstop1（下阻帶截止頻率）、Fpass1（通帶下限截止頻率）、Fpass2（通帶上限截止頻率）、Fstop2（上阻帶截止頻率），而Lowpass（低通）濾波器只需要定義Fstop1、Fpass1。采用窗函數(shù)設(shè)計(jì)濾波器時(shí)，由于過渡帶是由窗函數(shù)的類型和階數(shù)所決定的，所以只需要定義通帶截止頻率，而不必定義阻帶參數(shù)。
MagnitudeSpecifications選項(xiàng)，可以定義幅值衰減的情況。例如設(shè)計(jì)帶通濾波器時(shí)，可以定義Wstop1（頻率Fstop1處的幅值衰減）、Wpass（通帶范圍內(nèi)的幅值衰減）、Wstop2（頻率Fstop2處的幅值衰減）。當(dāng)采用窗函數(shù)設(shè)計(jì)時(shí)，通帶截止頻率處的幅值衰減固定為6db，所以不必定義。
WindowSpecifications選項(xiàng)，當(dāng)選取采用窗函數(shù)設(shè)計(jì)時(shí)，該選項(xiàng)可定義，它包含了各種窗函數(shù)。
2.1.2帶通濾波器設(shè)計(jì)實(shí)例
本文將以一個(gè)FIR濾波器的設(shè)計(jì)為例來說明如何使用MATLAB設(shè)計(jì)數(shù)字濾波器：在小電流接地系統(tǒng)中注入83.3Hz的正弦信號(hào)，對(duì)其進(jìn)行跟蹤分析，要求設(shè)計(jì)一帶通數(shù)字濾波器，濾除工頻及整次諧波，以便在非常復(fù)雜的信號(hào)中分離出該注入信號(hào)。參數(shù)要求：96階FIR數(shù)字濾波器，采樣頻率1000Hz，采用Hamming窗函數(shù)設(shè)計(jì)。
本例中，首先在FilterType中選擇Bandpass（帶通濾波器）；在DesignMethod選項(xiàng)中選擇FIRWindow（FIR濾波器窗函數(shù)法），接著在WindowSpecifications選項(xiàng)中選取Hamming；指定FilterOrder項(xiàng)中的SpecifyOrder＝95；由于采用窗函數(shù)法設(shè)計(jì)，只要給出通帶下限截止頻率Fc1和通帶上限截止頻率Fc2，選取Fc1＝70Hz，F(xiàn)c2＝84Hz。設(shè)置完以后點(diǎn)擊DesignFilter即可得到所設(shè)計(jì)的FIR濾波器。通過菜單選項(xiàng)Analysis可以在特性區(qū)看到所設(shè)計(jì)濾波器的幅頻響應(yīng)、相頻響應(yīng)、零極點(diǎn)配置和濾波器系數(shù)等各種特性。設(shè)計(jì)完成后將結(jié)果保存為1.fda文件。
在設(shè)計(jì)過程中，可以對(duì)比濾波器幅頻相頻特性和設(shè)計(jì)要求，隨時(shí)調(diào)整參數(shù)和濾波器類型，
以便得到最佳效果。其它類型的FIR濾波器和IIR濾波器也都可以使用FDATool來設(shè)計(jì)。
Fig.1MagnitudeResponseandPhaseResponseofthefilter
2.2程序設(shè)計(jì)法
在MATLAB中，對(duì)各種濾波器的設(shè)計(jì)都有相應(yīng)的計(jì)算振幅響應(yīng)的函數(shù)【3】，可以用來做濾波器的程序設(shè)計(jì)。
上例的帶通濾波器可以用程序設(shè)計(jì)：
c=95;％定義濾波器階數(shù)96階
w1=2*pi*fc1/fs;
w2=2*pi*fc2/fs;%參數(shù)轉(zhuǎn)換，將模擬濾波器的技術(shù)指標(biāo)轉(zhuǎn)換為數(shù)字濾波器的技術(shù)指標(biāo)
window=hamming(c+1);%使用hamming窗函數(shù)
h=fir1(c,[w1/piw2/pi],window);％使用標(biāo)準(zhǔn)響應(yīng)的加窗設(shè)計(jì)函數(shù)fir1
freqz(h,1,512);％數(shù)字濾波器頻率響應(yīng)
在MATLAB環(huán)境下運(yùn)行該程序即可得到濾波器幅頻相頻響應(yīng)曲線和濾波器系數(shù)h。篇幅所限，這里不再將源程序詳細(xì)列出。
3Simulink仿真
本文通過調(diào)用Simulink中的功能模塊構(gòu)成數(shù)字濾波器的仿真框圖，在仿真過程中，可以雙擊各功能模塊，隨時(shí)改變參數(shù)，獲得不同狀態(tài)下的仿真結(jié)果。例如構(gòu)造以基波為主的原始信號(hào)，，通過Simulink環(huán)境下的DigitalFilterDesign（數(shù)字濾波器設(shè)計(jì)）模塊導(dǎo)入2.1.2中FDATool所設(shè)計(jì)的濾波器文件1.fda。仿真圖和濾波效果圖如圖2所示。
可以看到經(jīng)過離散采樣、數(shù)字濾波后分離出了83.3Hz的頻率分量（scope1）。之所以選取上面的疊加信號(hào)作為原始信號(hào)，是由于在實(shí)際工作中是要對(duì)已經(jīng)經(jīng)過差分濾波的信號(hào)進(jìn)一步做帶通濾波，信號(hào)的各分量基本同一致，可以反映實(shí)際的情況。本例設(shè)計(jì)的濾波器已在實(shí)際工作中應(yīng)用，取得了不錯(cuò)的效果。
4結(jié)論
利用MATLAB的強(qiáng)大運(yùn)算功能，基于MATLAB信號(hào)處理工具箱（SignalProcessingToolbox）的數(shù)字濾波器設(shè)計(jì)法可以快速有效的設(shè)計(jì)由軟件組成的常規(guī)數(shù)字濾波器，設(shè)計(jì)方便、快捷，極大的減輕了工作量。在設(shè)計(jì)過程中可以對(duì)比濾波器特性，隨時(shí)更改參數(shù)，以達(dá)到濾波器設(shè)計(jì)的最優(yōu)化。利用MATLAB設(shè)計(jì)數(shù)字濾波器在電力系統(tǒng)二次信號(hào)處理軟件和微機(jī)保護(hù)中，有著廣泛的應(yīng)用前景。
參考文獻(xiàn)
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2．蔣志凱.數(shù)字濾波與卡爾曼濾波【M】北京：中國科學(xué)技術(shù)出版社，1993
0.前言
隨著電力電子裝置的廣泛應(yīng)用,電網(wǎng)中的諧波污染也日益嚴(yán)重。另外,許多電力電子裝置的功率因數(shù)很低,給電網(wǎng)帶來額外負(fù)擔(dān)并影響供電質(zhì)量。可見消除諧波污染并提高功率因數(shù),已成為電力電子技術(shù)中的一個(gè)重要的研究領(lǐng)域。解決電力電子裝置的諧波污染和低功率因數(shù)問題的基本思路有兩條: (1)裝設(shè)補(bǔ)償裝置,以補(bǔ)償其諧波和無功功率; (2)對(duì)電力電子裝置本身進(jìn)行改進(jìn),使其不產(chǎn)生諧波,且不消耗無功功率,或根據(jù)需要對(duì)其功率因數(shù)進(jìn)行控制。
1.無功與諧波自動(dòng)補(bǔ)償裝置的原理
1.1有源電力濾波器的原理
電力濾波器主要包括有源濾波器和無源濾波器,或兩者的混合,即混合濾波器。
有源電力濾波器(APF)根據(jù)其與補(bǔ)償對(duì)象連接的方式不同,分為并聯(lián)型和串聯(lián)型兩種,而并聯(lián)型濾波器在實(shí)際中應(yīng)用較廣。下面以并聯(lián)型有源濾波器為例,介紹其工作原理。論文參考。HPF(High Pass Filter)是由無源元件RLC組成的高通濾波器,其主要作用是濾除逆變器高頻開關(guān)動(dòng)作和非線性負(fù)載所產(chǎn)生的高頻分量;負(fù)載為諧波源,它產(chǎn)生諧波并消耗無功功率。有源電力濾波器主要由兩部分組成,即指令電流運(yùn)算電路和補(bǔ)償電流發(fā)生電路(PWM信號(hào)發(fā)生電路、驅(qū)動(dòng)電路和逆變主電路)。指令電流運(yùn)算電路的作用是檢測(cè)出被補(bǔ)償對(duì)象中的諧波和無功電流分量,補(bǔ)償電流發(fā)生電路的作用是根據(jù)指令電流發(fā)出補(bǔ)償電流的指令信號(hào),控制逆變主電路發(fā)出補(bǔ)償電流。
作為主電路的PWM變流器,在產(chǎn)生補(bǔ)償電流時(shí),主要作為逆變器工作。為了維持直流側(cè)電壓基本恒定,需要從電網(wǎng)吸收有功電流,對(duì)直流側(cè)電容充電時(shí),此時(shí)作為整流器工作。它既可以工作在逆變狀態(tài),又可以工作在整流狀態(tài),而這兩種狀態(tài)無法嚴(yán)格區(qū)分。
有源濾波器的基本工作原理是:通過電壓和電流傳感器檢測(cè)補(bǔ)償對(duì)象(非線性負(fù)載)的電壓和電流信號(hào),然后經(jīng)指令電流運(yùn)算單元計(jì)算出補(bǔ)償電流的指令信號(hào),再經(jīng)PWM控制信號(hào)單元將其轉(zhuǎn)換為PWM指令,控制逆變器輸出與負(fù)載中所產(chǎn)生的諧波或無功電流大小相等、相位相反的補(bǔ)償電流,最終得到期望的電源電流。
1.2無功與諧波自動(dòng)補(bǔ)償裝置的原理
為適應(yīng)濾波器要求容量大這一特點(diǎn),我們采用了有源電力濾波器與無源LC濾波器并聯(lián)使用的方式。其基本思想是利用LC濾波器來分擔(dān)有源電力濾波器的部分補(bǔ)償任務(wù)。由于LC濾波器與有源電力濾波器相比,其優(yōu)點(diǎn)在于結(jié)構(gòu)簡單、易實(shí)現(xiàn)且成本低,而有源電力濾波器的優(yōu)點(diǎn)是補(bǔ)償性能好。兩者結(jié)合同時(shí)使用,既可克服有源電力濾波器成本高的缺點(diǎn),又可使整個(gè)系統(tǒng)獲得良好的濾波效果。
在這種方式中,LC濾波器包括多組單調(diào)諧濾波器和高通濾波器,承擔(dān)了補(bǔ)償大部分諧波和無功的任務(wù),而有源濾波器的作用是改善濾波系統(tǒng)的整體性能,所需要的容量與單獨(dú)使用方式相比可大幅度降低。
從理論上講,凡使用LC濾波器均存在與電網(wǎng)阻抗發(fā)生諧振的可能,因此在有源電力濾波器與LC濾波器并聯(lián)使用方式中,需對(duì)有源電力濾波器進(jìn)行有效控制,以抑制無源濾波器與系統(tǒng)阻抗之間發(fā)生諧振。論文參考。
2.無功與諧波自動(dòng)補(bǔ)償裝置控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)
2.1系統(tǒng)技術(shù)指標(biāo)
(1)適用電源電壓等級(jí): 220 V(AC) , 380V(AC)
(2)有源濾波器補(bǔ)償容量: 50kVA(基波無功);150A(最大瞬時(shí)補(bǔ)償電流)
(3)可以控制的無源補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的功率等級(jí): 500kVA。
(4)在無源補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)容量范圍內(nèi),補(bǔ)償后的電源電流:功率因數(shù)高于0. 9,總諧波畸變系數(shù)(THD) <5%,三相負(fù)載電流的不對(duì)稱系數(shù)<3%。
(5)可適用的運(yùn)行環(huán)境:室內(nèi);溫度-20~
55℃;相對(duì)濕度<90%。
2.2有源濾波器控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)
雙DSP芯片分別采用浮點(diǎn)芯片TMS320VC33和定點(diǎn)芯片TMS320LF2407,以下簡稱為VC33和F2407。對(duì)VC33來講,其運(yùn)算能力很強(qiáng),主頻最高為75MHz,但片內(nèi)資源和對(duì)外I/O端口較少,邏輯處理能力也較弱,主要用于浮點(diǎn)計(jì)算和數(shù)據(jù)處理;而F2407正好相反,其片外接口資源豐富,I/O端口使用方便,但其精度和速度有一定限制。所以用于數(shù)據(jù)采集和過程控制。
中央控制器由F2407實(shí)現(xiàn),主要用于①主電路電壓、電流的采集;②四象限變流器的控制;③無源補(bǔ)償控制指令的;④顯示、按鍵控制;⑤與上位機(jī)的通訊。兩個(gè)DSP芯片通過雙端口RAM完成數(shù)據(jù)交換。通過這兩個(gè)DSP芯片的互補(bǔ)結(jié)合,可充分發(fā)揮各自的優(yōu)點(diǎn),使控制系統(tǒng)達(dá)到最佳組合。各相無源補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的控制及電流檢測(cè)由各自的控制器完成。各控制器通過光電隔離的RS-485通訊總線與F2407相連。
3.結(jié)論
3.1提出了一種新的電力系統(tǒng)諧波與無功功率的綜合動(dòng)態(tài)補(bǔ)償方式,對(duì)無功與諧波自動(dòng)補(bǔ)償裝置主電路和控制系統(tǒng)工作原理進(jìn)行了分析。
3.2由于電源系統(tǒng)的諧波對(duì)應(yīng)于一個(gè)連續(xù)的頻譜,投入有源濾波器可以大大改善濾波性能,并能抑制LC電路與電網(wǎng)之間的諧振。有源濾波器的控制系統(tǒng)采用了基于雙DSP結(jié)構(gòu)的全數(shù)字化控制平臺(tái)。論文參考。
3.3在此項(xiàng)目的實(shí)踐中,電力系統(tǒng)的功率因數(shù)提高到0.9以上,完全符合此項(xiàng)目合同的技術(shù)性能指標(biāo)。同時(shí)使供電網(wǎng)的諧波得到了有效抑制。通過儀器檢測(cè)5次、7次等諧波電流幾乎為零值。
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中圖分類號(hào):TP391文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼:A文章編號(hào):1009-3044(2010)19-5381-02
繼電保護(hù)裝置是一種利用電磁感應(yīng)原理而發(fā)展起來的電力系統(tǒng)保護(hù)裝置,隨著電子技術(shù)和網(wǎng)絡(luò)通信技術(shù)的飛速發(fā)展,目前已經(jīng)發(fā)展到微機(jī)型階段,并且利用軟件技術(shù)可以實(shí)現(xiàn)由軟件技術(shù)驅(qū)動(dòng)硬件而實(shí)現(xiàn)微機(jī)繼電保護(hù),這就是目前研究很熱的技術(shù)――基于虛擬儀器技術(shù)的繼電保護(hù)系統(tǒng)。利用虛擬儀器技術(shù)實(shí)現(xiàn)的微機(jī)繼電保護(hù)裝置,具有傳統(tǒng)微機(jī)繼電保護(hù)裝置所不具備的優(yōu)勢(shì),例如控制更加安全可靠等。
本論文主要將虛擬技術(shù)應(yīng)用于微機(jī)保護(hù)實(shí)驗(yàn)系統(tǒng),擬對(duì)基于虛擬儀器技術(shù)的微機(jī)保護(hù)系統(tǒng)進(jìn)行開發(fā),并從中找到可靠有效的微機(jī)保護(hù)實(shí)驗(yàn)方法與建議,并和廣大同行分享。
1 微機(jī)繼電保護(hù)概述
1.1 微機(jī)繼電保護(hù)的基本構(gòu)成
微機(jī)繼電保護(hù)裝置,其基本結(jié)構(gòu)構(gòu)成與普通的電力保護(hù)裝置一樣,也是有硬件和軟件兩大部分構(gòu)成。硬件部分主要由數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)、數(shù)據(jù)處理系統(tǒng)及邏輯判斷控制模塊等幾個(gè)部分構(gòu)成,主要由數(shù)據(jù)采集模塊負(fù)責(zé)對(duì)電力系統(tǒng)的相關(guān)電參數(shù)實(shí)現(xiàn)檢測(cè)與采集,并將數(shù)據(jù)傳送至數(shù)據(jù)處理系統(tǒng),數(shù)據(jù)經(jīng)過運(yùn)算之后,由邏輯判斷控制模塊調(diào)用軟件控制程序,并發(fā)出相應(yīng)的控制信號(hào),驅(qū)動(dòng)保護(hù)裝置執(zhí)行保護(hù)動(dòng)作,從而實(shí)現(xiàn)電力繼電保護(hù)的功能。
隨著集成電子電路技術(shù)的發(fā)展,目前發(fā)展的微機(jī)型繼電保護(hù)裝置,其硬件系統(tǒng)主要由CPU(微處理器)主機(jī)系統(tǒng)、模擬量數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)和開關(guān)量輸入/輸出系統(tǒng)三大部分組成,盡管結(jié)構(gòu)構(gòu)成已經(jīng)發(fā)生一定變化,但其實(shí)實(shí)現(xiàn)繼電保護(hù)的基本原理仍是一樣的,由模擬量數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)負(fù)責(zé)相關(guān)保護(hù)參數(shù)的采集,微機(jī)繼電保護(hù)裝置是以微處理器為核心,根據(jù)數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)所采集到的電力系統(tǒng)的實(shí)時(shí)狀態(tài)數(shù)據(jù),按照給定算法來檢測(cè)電力系統(tǒng)是否發(fā)生故障以及故障性質(zhì)、范圍等,并由此做出是否需要跳閘或報(bào)警等判斷。
1.2 微機(jī)繼電保護(hù)裝置的特點(diǎn)
微機(jī)保護(hù)與常規(guī)保護(hù)相比具有以下優(yōu)點(diǎn):
1) 微機(jī)繼電保護(hù)裝置主要由微處理器為核心而構(gòu)成的硬件系統(tǒng),因此借助于現(xiàn)代功能強(qiáng)大的微處理器,微機(jī)型繼電保護(hù)裝置可以實(shí)現(xiàn)一定程度的智能化。
2) 相比于傳統(tǒng)的機(jī)械式硬件實(shí)現(xiàn)的硬件保護(hù)裝置,微機(jī)型繼電保護(hù)裝置能夠依靠數(shù)據(jù)采集模塊實(shí)現(xiàn)對(duì)相關(guān)參數(shù)的檢測(cè)與采集,整個(gè)過程實(shí)現(xiàn)數(shù)字化流程,這就為繼電保護(hù)裝置的控制功能的穩(wěn)定性、可靠性提供了技術(shù)條件;另一方面,依靠微處理器內(nèi)部的軟件程序,微機(jī)繼電保護(hù)裝置能夠進(jìn)行周期性自檢,一旦發(fā)現(xiàn)自身硬件或者軟件發(fā)生故障,能夠立即實(shí)施報(bào)警,從而保障了繼電保護(hù)裝置功能的可靠性。
3) 傳統(tǒng)的機(jī)械式硬件實(shí)現(xiàn)的硬件保護(hù)裝置,其保護(hù)功能較為單一,僅僅是實(shí)現(xiàn)基本的保護(hù)功能,動(dòng)作依靠一次性機(jī)械元件完成,一旦該部件發(fā)生故障,則整個(gè)繼電保護(hù)裝置無法工作;而微機(jī)型繼電保護(hù)裝置除了能夠利用弱電驅(qū)動(dòng)控制實(shí)現(xiàn)繼電保護(hù)的功能外,還能夠依靠數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)對(duì)整個(gè)電力系統(tǒng)的相關(guān)電力參數(shù)都實(shí)施監(jiān)測(cè)與采集,通過程序的分析,實(shí)現(xiàn)對(duì)電力系統(tǒng)整體性能的檢測(cè),保護(hù)功能大大豐富。
4) 傳統(tǒng)的機(jī)械式硬件實(shí)現(xiàn)的硬件保護(hù)裝置,其功能調(diào)試復(fù)雜,工作量大,而且極容易造成內(nèi)部晶體管集成電路的失效,而現(xiàn)代微機(jī)繼電保護(hù)裝置,依靠內(nèi)部的核心微處理器,能夠開發(fā)專用的人機(jī)交互系統(tǒng),利用人機(jī)交互系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)繼電保護(hù)裝置的調(diào)試,簡單易行,還可以自動(dòng)對(duì)保護(hù)的功能進(jìn)行快速檢查。
5) 利用微機(jī)的智能特點(diǎn),可以采用一些新原理,解決一些常規(guī)保護(hù)難以解決的問題。例如,采用模糊識(shí)別原理或波形對(duì)稱原理識(shí)別判斷勵(lì)磁涌流,利用模糊識(shí)別原理判斷振蕩過程中的短路故障,采用自適應(yīng)原理改善保護(hù)的性能等。
2 基于虛擬儀器的微機(jī)保護(hù)實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)開發(fā)設(shè)計(jì)
2.1 總體結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)
本論文探討的是基于虛擬儀器技術(shù)的微機(jī)繼電保護(hù)系統(tǒng),因此首先面臨選擇合適的虛擬儀器開發(fā)平臺(tái)的問題,這里選擇基于G語言的LabView開發(fā)平臺(tái)是目前國際最先進(jìn)的虛擬儀器控制軟件,集中了對(duì)數(shù)據(jù)的采集、分析、處理、表達(dá),各種總線接口、VXI儀器、GPIB及串口儀器驅(qū)動(dòng)程序的編制?；谔摂M儀器的微機(jī)繼電保護(hù)裝置系統(tǒng),是利用虛擬儀器開發(fā)平臺(tái),構(gòu)建虛擬的微機(jī)繼電保護(hù)裝置,實(shí)現(xiàn)完整的微機(jī)繼電保護(hù)裝置的全部功能,并對(duì)設(shè)計(jì)的虛擬繼電保護(hù)裝置進(jìn)行評(píng)估和改進(jìn),從而完成微機(jī)繼電保護(hù)系統(tǒng)設(shè)計(jì)的一種設(shè)計(jì)手段。
利用虛擬儀器技術(shù)進(jìn)行微機(jī)繼電保護(hù)系統(tǒng)的開發(fā)設(shè)計(jì),從具體設(shè)計(jì)流程來說,主要從以下幾個(gè)環(huán)節(jié)入手進(jìn)行總體結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì):
根據(jù)微機(jī)繼電保護(hù)系統(tǒng)的設(shè)計(jì)目標(biāo)、設(shè)計(jì)功能,列出所需要的相關(guān)硬件,構(gòu)建整體微機(jī)繼電保護(hù)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框架;另一方面,盡量采用模塊化的開發(fā)設(shè)計(jì)模式,將微機(jī)繼電保護(hù)系統(tǒng)按照不同的功能環(huán)節(jié),設(shè)計(jì)各功能模塊之間的結(jié)構(gòu)關(guān)系。
如下圖所示,是本論文所探討的利用虛擬儀器平臺(tái)所開發(fā)的微機(jī)繼電保護(hù)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)原理圖。這種方式既便于模塊的單獨(dú)調(diào)試,節(jié)省系統(tǒng)開發(fā)周期,又便于系統(tǒng)功能的改變,使系統(tǒng)具有更強(qiáng)的移植與升級(jí)功能。
如圖1所示,基于虛擬儀器技術(shù)的微機(jī)保護(hù)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)主要由一次系統(tǒng)、轉(zhuǎn)換模塊、數(shù)據(jù)采集模塊、保護(hù)測(cè)量模塊及保護(hù)決策軟件系統(tǒng)等幾部分構(gòu)成,一次系統(tǒng)主要負(fù)責(zé)面向電網(wǎng)系統(tǒng)模擬設(shè)置合適的傳感器,將相關(guān)擬生成電網(wǎng)的二次側(cè)電壓、電流信號(hào),信號(hào)經(jīng)過轉(zhuǎn)換、調(diào)理電路變換成符合要求的-5V～+5V模擬信號(hào)送數(shù)據(jù)采集模塊,數(shù)據(jù)采集模塊主要由DAQ數(shù)據(jù)采集卡構(gòu)成,能夠自動(dòng)將模擬產(chǎn)生的模擬電壓信號(hào)進(jìn)行A/D轉(zhuǎn)換,并進(jìn)行初步的數(shù)據(jù)處理轉(zhuǎn)換再傳送給以虛擬微處理器為核心的保護(hù)決策模塊,最終將生成的繼電保護(hù)控制決策信號(hào)輸出到保護(hù)策略模塊,最終實(shí)現(xiàn)微機(jī)繼電保護(hù)系統(tǒng)的功能。
2.2 數(shù)據(jù)采集模塊的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)
本文中微機(jī)實(shí)現(xiàn)的繼電保護(hù)實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)輸入信號(hào)來源于繼電保護(hù)測(cè)試儀,根據(jù)保護(hù)系統(tǒng)測(cè)試輸入信號(hào)的特點(diǎn),本論文采用數(shù)據(jù)采集卡來負(fù)責(zé)數(shù)據(jù)的采集與高速傳輸。
2.2.1 數(shù)據(jù)采集卡的選擇
要實(shí)現(xiàn)基于虛擬儀器技術(shù)平臺(tái)的微機(jī)繼電保護(hù)系統(tǒng),一次系統(tǒng)在完成相應(yīng)電力系統(tǒng)電參數(shù)的傳感檢測(cè)之后,數(shù)據(jù)采集模塊要能夠按照微機(jī)繼電保護(hù)系統(tǒng)的功能于設(shè)計(jì)要求實(shí)現(xiàn)相應(yīng)數(shù)據(jù)的轉(zhuǎn)換與采集,因此,數(shù)據(jù)采集卡的選擇成為整個(gè)微機(jī)繼電保護(hù)系統(tǒng)保護(hù)功能實(shí)現(xiàn)的關(guān)鍵。目前的數(shù)據(jù)采集卡,主要有12位或16位的DAQ數(shù)據(jù)采集卡,在具體決定選用12位還是16位的DAQ設(shè)備時(shí),主要從采集精度和分辨率這兩個(gè)指標(biāo)考慮,可以由給定的系統(tǒng)精度指標(biāo)衡量出DAQ卡需要的整體精度。
在本論文中,這里選取PCI-1716數(shù)據(jù)采集卡。PCI-1716是研華公司的一款功能強(qiáng)大的高分辨率多功能PCI數(shù)據(jù)采集卡,它帶有一個(gè)250KS/s16位A/D轉(zhuǎn)換器,1K用于A/D的采樣FIFO緩沖器。PCI-1716可以提供16路單端模擬量輸入或8路差分模擬量輸入,也可以組合輸入。它帶有2個(gè)16位D/A輸出通道,16路數(shù)字量輸入/輸出通道和1個(gè)10MHz16位計(jì)數(shù)器通道。PCI-1716系列能夠?yàn)椴煌脩籼峁ｉT的功能。
2.2.2 虛擬數(shù)據(jù)采集程序的實(shí)現(xiàn)
在選擇了數(shù)據(jù)采集卡硬件設(shè)備之后,需要借助于虛擬儀器平臺(tái)為整個(gè)系統(tǒng)設(shè)計(jì)虛擬護(hù)具采集程序。在具體進(jìn)行設(shè)計(jì)時(shí),由系統(tǒng)內(nèi)部虛擬程序產(chǎn)生數(shù)據(jù)采集卡鎖需要的相應(yīng)信號(hào),具體來說就是CT、PT信號(hào),因此,在具體編程時(shí),首先將CT、PT信號(hào)傳輸至相應(yīng)的濾波器,LabVIEW提供了各種典型的濾波器模塊,根據(jù)需要可以設(shè)置成低通、高通、帶通、帶阻等類型的濾波器;其次,將經(jīng)過數(shù)據(jù)濾波處理之后的數(shù)據(jù)進(jìn)行輸出。數(shù)據(jù)采集模塊的程序如圖2所示。
2.3 微機(jī)保護(hù)模塊的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)
既然在數(shù)據(jù)采集模塊之后需要進(jìn)行數(shù)據(jù)的濾波,盡管LabVIEW提供了各種典型的濾波器模塊,但是仍然需要借助于虛擬濾波模塊設(shè)計(jì)專用的濾波算法,而且在微機(jī)繼電保護(hù)系統(tǒng)中,對(duì)電力系統(tǒng)的繼電保護(hù)功能的實(shí)現(xiàn),主要是由相應(yīng)的濾波保護(hù)算法實(shí)現(xiàn)的,因此有必要為虛擬微機(jī)電力保護(hù)系統(tǒng)設(shè)計(jì)濾波保護(hù)算法程序。
本論文采用如下的設(shè)計(jì)方法對(duì)濾波保護(hù)算法進(jìn)行設(shè)計(jì):
1) 利用LabVIEW自帶的濾波器進(jìn)行數(shù)據(jù)的排序?yàn)V波。
2) 按照系統(tǒng)保護(hù)功能所需要的數(shù)據(jù)頻帶,設(shè)置相應(yīng)的低通、高通、帶通、帶阻等燈濾波保護(hù)功能。按照上述方法,基于虛擬儀器平臺(tái)的微機(jī)繼電保護(hù)系統(tǒng),其濾波器輸入得到的數(shù)據(jù)序列,多數(shù)是傳感器采集到的電參數(shù),如電壓和電流,而電壓和電流數(shù)據(jù)是離散的數(shù)字量序列,其中包含了大量的諧波干擾信號(hào),因此有必要進(jìn)行濾波。在本論文中,采用了二級(jí)濾波保護(hù)算法,即分別進(jìn)行前置濾波和后置濾波,實(shí)現(xiàn)對(duì)數(shù)據(jù)的二級(jí)濾波保護(hù),從而提高整個(gè)微機(jī)繼電保護(hù)系統(tǒng)的穩(wěn)定性和可靠性。前置濾波模塊如圖3所示,后置濾波模塊如圖4所示。其中前置濾波模塊提供了差分濾波器、積分濾波器、級(jí)聯(lián)濾波器、半波和1/4周波傅立葉濾波器、半波和1/4周波沃爾氏濾波器,可以根據(jù)需要自行選擇;后置濾波模塊提供了平均值濾波器、中間值濾波器,也可以自由選擇。
3 結(jié)束語
利用虛擬儀器技術(shù)進(jìn)行微機(jī)繼電保護(hù)裝置系統(tǒng)的設(shè)計(jì)開發(fā),能夠很好的避免了實(shí)物硬件開發(fā)設(shè)計(jì)所帶來的周期較長、調(diào)試較復(fù)雜以及成本較高等劣勢(shì),所有的開發(fā)設(shè)計(jì)任務(wù)全部在虛擬儀器平臺(tái)上完成。本論文將虛擬儀器技術(shù)應(yīng)用到了微機(jī)保護(hù)裝置的設(shè)計(jì),對(duì)于進(jìn)一步提高微機(jī)繼電保護(hù)裝置的可靠性與穩(wěn)定性具有優(yōu)勢(shì),同時(shí)借助于虛擬儀器技術(shù)的開發(fā),能夠更好的實(shí)現(xiàn)電氣繼電保護(hù)功能的完善與提升。
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【關(guān)鍵詞】諧波；檢測(cè)；混合型濾波器；有源濾波器；無源濾波器
1、前言：隨著工業(yè)技術(shù)的發(fā)展，電力系統(tǒng)中非線性負(fù)荷大量增加，相應(yīng)的各種非線性和時(shí)變性電子裝置得以廣泛應(yīng)用，帶來了配電網(wǎng)中電流和電壓波形的嚴(yán)重失真，從而取代了傳統(tǒng)的變壓器等鐵磁材料的非線性引起的諧波，成為最主要的諧波源，其負(fù)面效應(yīng)是電能質(zhì)量的下降，同時(shí)嚴(yán)重影響著供、用電設(shè)備的安全經(jīng)濟(jì)運(yùn)行，使供電和用電企業(yè)造成了巨大的經(jīng)濟(jì)損失，應(yīng)用現(xiàn)代技術(shù)對(duì)諧波進(jìn)行經(jīng)濟(jì)、有效地補(bǔ)償是目前急待解決的重要問題之一。消除諧波的方法是加裝濾波裝置，而有源電力濾波器由于具有高度可控性和快速響應(yīng)性，能對(duì)頻率和幅值都變化的諧波進(jìn)行跟蹤補(bǔ)償，因而受到廣泛的重視，成為目前國內(nèi)外供電系統(tǒng)諧波抑制研究的熱點(diǎn)，有源電力濾波器作為抑制電網(wǎng)諧波、補(bǔ)償供電系統(tǒng)無功功率的新型電力電子裝置得到快速發(fā)展，其中并聯(lián)型有源電力濾波器的使用最為廣泛。本課題通過開發(fā)應(yīng)用大功率混合有源濾波器在大型鋁型材廠的配電網(wǎng)諧波治理中的應(yīng)用，動(dòng)態(tài)的補(bǔ)償無功和諧波抑制來提高電能質(zhì)量。
2、本論文研究的主要內(nèi)容：鑒于有源電力濾波器在電網(wǎng)諧波抑制中如此重要的地位，人們對(duì)有源電力濾波器的研究也越來越深入，新的研究方法和研究理論不斷涌現(xiàn)。本論文針對(duì)配電網(wǎng)中諧波源的特征，構(gòu)建了一種基于電壓檢測(cè)的混合型有源電力濾波器。該混合方案既可以使無源濾波器的濾波效果更為顯著，又能極大地節(jié)省有源部分的容量。
3、諧波治理方法介紹：目前諧波治理的基本方法有以下三種：（1）減小非線性用電設(shè)備與電源間的電氣距離。通過減少系統(tǒng)阻抗來提高供電電壓等級(jí)。（2）隔離諧波。非線性用電設(shè)備產(chǎn)生的諧波，不僅直接影響到本級(jí)電網(wǎng)，而且經(jīng)過變壓器的傳變影響到上級(jí)電網(wǎng)。如何把這些非線性用電設(shè)備產(chǎn)生的諧波不影響或少影響其他幾級(jí)電網(wǎng)，這也是諧波治理的一個(gè)基本思路。這一思路在電網(wǎng)中廣泛采用，發(fā)電機(jī)發(fā)出的電能經(jīng)過Y/、Y0/、Y0/Y等接線組別的變壓器，把發(fā)電機(jī)產(chǎn)生的三次等零序分量的諧波與上級(jí)電網(wǎng)隔離開來，因此在110kV以上高壓電網(wǎng)上，三次諧波分量很小，幾乎是零。35kV也有少量Y/Y0接線的直配變，因此在35kV系統(tǒng)中三次諧波分量會(huì)比高壓電網(wǎng)大。（3）安裝濾波器。目前對(duì)配電側(cè)和用戶側(cè)諧波治理的方法，大多采用安裝濾波器來減少諧波分量。濾波器分為有源濾波器和無源濾波器兩大類。有源濾波器的基本工作原理是把電源側(cè)的電流波型與正弦波相比較，差額部分由有源濾波器進(jìn)行補(bǔ)償，這是諧波治理的發(fā)展方向?，F(xiàn)階段由于功率電子元件容量做不大、電壓做不高，而且成本很高，因此在現(xiàn)階段不可能大量推廣應(yīng)用。無源濾波器是通過L、C串聯(lián)或并聯(lián)，使其在某次諧波產(chǎn)生諧振，當(dāng)發(fā)生串聯(lián)諧振時(shí)，使濾波器兩端該次諧波的電壓很小，幾乎接近零，這類濾波器往往接在變壓器的二次側(cè)出口處，從而使變壓器的一次側(cè)該次諧波的分量也很小，達(dá)到對(duì)該次諧波治理的目的。
4、混合型電力濾波器的選擇
混合型主要指電力有源濾波器與交流無源濾波器的各種組合， 根據(jù)混合的方式不同可分為串-并型混合和并-并型這兩種混合型是基于經(jīng)濟(jì)上的考慮， 其目的是綜合兩種濾波器的優(yōu)點(diǎn)， 讓無源LC 濾波器承擔(dān)基波無功和低次諧波的靜態(tài)功率， APF 主要用來補(bǔ)償基波無功和低此諧波的動(dòng)態(tài)功率以及高次諧波，這樣可大大降低APF 的容量， 從而降低了整套濾波裝置的成本， 達(dá)到治理效果與經(jīng)濟(jì)的統(tǒng)一。
4.1連接方式
混合型電力濾波器視其中有源濾波器和無源濾波器的連接方式及其與電網(wǎng)的連接方式不同而具有多種拓?fù)浞绞?。常見的主要有：有源電力濾波器和無源電力濾波器同時(shí)與電網(wǎng)并聯(lián)方式、有源電力濾波器和無源電力濾波器串聯(lián)后再與電網(wǎng)并聯(lián)方式、有源電力濾波器與電網(wǎng)串聯(lián)而無源電力濾波器與電網(wǎng)串聯(lián)方式等。
4.2電路結(jié)構(gòu)
第一種方式中有源電力濾波器與無源電力濾波器之間存在諧波通道，故影響了整體的濾波特性；第三種方式則適用于直流側(cè)并聯(lián)大電容時(shí)的負(fù)載；考慮到晶閘管直流調(diào)速系統(tǒng)屬于直流側(cè)串聯(lián)大電感帶反電動(dòng)勢(shì)的諧波源負(fù)載，故此處宜采用第二種方式，即有源電力濾波器與無緣電力濾波器串聯(lián)后再與電網(wǎng)并聯(lián)的方式。由此構(gòu)成的混合型有源電力濾波器電路如圖示。
4.3濾波原理
混合型有源電力濾波器的檢測(cè)控制部分硬件主要由以下幾部分組成：（1）電流電壓采樣電路；（2）帶通濾波器；（3）過零比較中斷發(fā)生部分；（4）DSP計(jì)算控制器。將由電流電壓采樣電路采集得到的信號(hào)輸入帶通濾波器以濾除檢測(cè)電流電壓時(shí)出現(xiàn)的噪聲和畸變。帶通濾波器的中心頻率設(shè)置在50Hz，它是AF系統(tǒng)在公共連接點(diǎn)處存在電壓擾動(dòng)（畸變、開關(guān)紋波和頻率漂移等）時(shí)仍能正常工作所必需的。帶通濾波器的輸出分為兩路，一路經(jīng)A/D轉(zhuǎn)換后送入數(shù)字信號(hào)處理器DSP進(jìn)行FFT分析，然后存儲(chǔ)到一片公用的RAM中，再分析計(jì)算控制對(duì)象的諧波和無功情況并產(chǎn)生控制信號(hào)；另一路則送入過零比較中斷發(fā)生電路，該電路用來每間隔60°產(chǎn)生一個(gè)中斷信號(hào)。因此，在公共連接點(diǎn)電壓的一個(gè)周期內(nèi)將有六個(gè)間隔60°的一個(gè)脈沖序列從該電路輸入到DSP系統(tǒng)作為中斷信號(hào)。每來一個(gè)中斷，公共連接點(diǎn)處的電壓電流就被檢測(cè)一次，這樣就滿足了控制系統(tǒng)實(shí)時(shí)性的要求。DSP（采用內(nèi)含PWM產(chǎn)生電路的TMS320F2812）的輸出控制TSF和APF的動(dòng)作。
5、總結(jié)：混合型有源電力濾波器由無源濾波器和有源濾波器通過不同的連接方式構(gòu)成。根據(jù)配電網(wǎng)諧波源特征，我們選擇了適用的混合型電力濾波器拓?fù)浞绞剑槍?duì)其中的有源濾波器部分設(shè)計(jì)了基于電壓檢測(cè)的諧波電流獲取方法，并由此構(gòu)造了電路模型。經(jīng)仿真實(shí)驗(yàn)分析，我們證明該方案具有優(yōu)良的諧波抑制特性，該設(shè)計(jì)思路和方法是正確可行的。
參考文獻(xiàn)
中圖分類號(hào)：TN713.5 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A 文章編號(hào)：1007-9416（2013）07-0151-01
本世紀(jì)以來，在歐美日等國，對(duì)于雙頻濾波器的研究與設(shè)計(jì)一直受到極大的重視，迄今已開發(fā)了多種形式的雙頻濾波器，發(fā)表了很多論文和研究報(bào)告。微波雙頻帶通濾波器，可以同時(shí)工作在無線通信兩個(gè)不同頻帶。這種濾波器是用一個(gè)雙頻單元來處理兩個(gè)頻帶的信號(hào)。常用的設(shè)計(jì)方法主要有利用諧振腔結(jié)構(gòu)的高頻寄生通帶，即把諧振腔的基模諧振頻率和它的第一個(gè)雜散響應(yīng)頻率通過合理的耦合設(shè)計(jì)，分別形成雙頻帶通濾波器的第一和第二通帶。本文論述一種采用耦合諧振腔的雙頻帶通濾波器的分析和設(shè)計(jì)方法。
1 耦合諧振腔雙頻帶通濾波器原理
雙頻耦合帶通濾波器的等效電路可以看成是兩個(gè)單頻段耦合帶通濾波器的疊加，濾波器中的兩個(gè)諧振頻率由同一個(gè)諧振腔產(chǎn)生，因此諧振腔的個(gè)數(shù)可以減少一半。并且耦合諧振雙頻段濾波器的輸入輸出都只有一個(gè)諧振腔，因此設(shè)計(jì)需要在同一饋電點(diǎn)同時(shí)達(dá)到兩個(gè)頻段所要求的有載品質(zhì)因數(shù)。濾波器中諧振腔之間的耦合也需要在同一位置同時(shí)滿足兩個(gè)頻段的設(shè)計(jì)要求。
設(shè)計(jì)一個(gè)雙頻帶通濾波器，首先要確定其通帶頻率以及帶寬，然后求出諧振腔的各個(gè)參數(shù)，枝節(jié)長度，位置。諧振腔之間的距離可以通過帶寬的需要來調(diào)節(jié)，在確定了諧振腔的尺寸之后，即要確定抽頭的位置，用以實(shí)現(xiàn)頻帶所需的有載品質(zhì)因數(shù)。
2 雙頻帶通濾波器的設(shè)計(jì)
利用枝節(jié)加載的開環(huán)諧振腔，采用電耦合結(jié)構(gòu)，設(shè)計(jì)了一個(gè)兩腔的切比雪夫雙頻帶通濾波器。該濾波器的兩個(gè)通帶中心頻率為f1=3.0GHz，f2=5.3GHz，帶內(nèi)波紋0.01dB，3dB相對(duì)帶寬分別為FBW1=10%和FBW2=8%。
該濾波器印制于介電常數(shù)為2.65，厚度為1mm的介質(zhì)板上，其結(jié)構(gòu)如圖1所示。濾波器的電耦合系數(shù)隨諧振腔的間距S變化的曲線通過軟件Ansoft HFSS仿真得出，如圖2所示。
取θ1=93°，θ2=93°，θs=30°（基于基本諧振模式f1=3GHz得出）即可以實(shí)現(xiàn)f2/f1=1.78的頻率比，并通過仿真優(yōu)化確定其相應(yīng)參數(shù)的尺寸為La=10.5mm，L1=4.2mm，L2=1.6mm。
其中頻率f1和f2處所得到的電耦合系數(shù)分別用k1和k2表示，k1和k2的大小表示著諧振腔間的耦合強(qiáng)弱，決定著兩個(gè)工作頻率的相對(duì)帶寬的大小。由圖2中曲線可知，在同一個(gè)間距S處，k1值大于k2值，也就是說，該濾波器的相對(duì)帶寬FBW1將大于FBW2。但隨著S的增加，兩條曲線逐漸接近，k1與k2間的差值減小，相對(duì)帶寬也趨于接近。
對(duì)于兩級(jí)切比雪夫?yàn)V波器，諧振腔的耦合系數(shù)由帶通濾波器的相°對(duì)帶寬FBW，切比雪夫低通原型濾波器的元件值g1和g2，對(duì)應(yīng)的頻帶n=1，2。通過計(jì)算得到濾波器的兩個(gè)頻帶的電耦合系數(shù)分別為0.047和0.037，則取間距S=0.7mm。
在確定了諧振腔的尺寸之后，即要確定抽頭的位置，用以實(shí)現(xiàn)頻帶所需的有載Qe。經(jīng)過仿真優(yōu)化，取饋點(diǎn)位置φ1=72°即可在兩個(gè)頻率處都實(shí)現(xiàn)良好的阻抗匹配，相應(yīng)的結(jié)構(gòu)參數(shù)Lf=9.1mm，Wf=0.9mm。最終仿真該濾波器所得到的S參數(shù)曲線如圖3所示。由圖3可知，兩個(gè)3dB通帶分別為2.8-3.2GHz和5.1-5.56GHz，帶內(nèi)最大插入損耗-0.02dB和-0.07dB具有良好的通帶特性。
改變枝節(jié)的長度θs，高次模的諧振頻率也隨之相應(yīng)改變，即第二個(gè)通帶的中心頻率f2將發(fā)生偏移。令θs分別為15°，30°和45°，進(jìn)行仿真分析，所得到的S21曲線如圖7所示。由圖4可知，隨著θs的變長，工作頻率f2明顯向低頻處移動(dòng)，而基模頻率f1幾乎保持不變，因此可以通過調(diào)節(jié)枝節(jié)的長度來改變頻率比，改變頻率f2的值。
由此可見，應(yīng)用枝節(jié)加載諧振腔可以實(shí)現(xiàn)雙頻帶通濾波器的設(shè)計(jì)，通過調(diào)節(jié)枝節(jié)的長度及位置可實(shí)現(xiàn)任意頻率比。
3 結(jié)語
本文研究了雙頻耦合諧振帶通濾波器的設(shè)計(jì)理論，得到了雙頻帶通濾波器中濾波器參數(shù)與耦合系數(shù)及外部Q值之間的關(guān)系。對(duì)枝節(jié)加載開環(huán)諧振腔的特性進(jìn)行了系統(tǒng)的研究，并利用這些理論和設(shè)計(jì)方法仿真設(shè)計(jì)了一個(gè)雙頻帶通濾波器，分析了參數(shù)變化對(duì)其諧振頻率的影響，兩個(gè)3dB通帶內(nèi)最大插入損耗分別為-0.02dB和-0.07dB具有良好的通帶特性。仿真優(yōu)化結(jié)果驗(yàn)證了該方法設(shè)計(jì)雙頻帶通濾波器的有效性，證明了這種方法在設(shè)計(jì)無線通信系統(tǒng)雙頻帶通濾波器的可實(shí)用性。
參考文獻(xiàn)
1.引言
本文通過建立自適應(yīng)卡爾曼濾波子濾波器的聯(lián)合濾波結(jié)構(gòu)，采用模糊自適應(yīng)算法實(shí)時(shí)檢測(cè)各子濾波器量測(cè)噪聲統(tǒng)計(jì)特性變化情況，跟蹤真實(shí)值，計(jì)算子濾波器置信度。將得到的置信度與地理信息相關(guān)聯(lián)存儲(chǔ)到數(shù)字軌道地圖中，列車運(yùn)行時(shí)，調(diào)用該置信度對(duì)各子濾波器的輸出加權(quán)，得到最終的全局輸出。
2.列車組合定位信息融合平臺(tái)
用GPS接收機(jī)、ODO（里程計(jì)）、IMU（慣性測(cè)量單元）與數(shù)字軌道地圖構(gòu)成組合定位系統(tǒng)。IMU作為主參考系統(tǒng)，分別與GPS、ODO構(gòu)成子濾波器1和子濾波器2，子濾波器數(shù)學(xué)模型如下：
（1）
式中：Xk為k時(shí)刻的狀態(tài)向量;為狀態(tài)轉(zhuǎn)移矩陣;i為第i個(gè)子濾波器;為第i個(gè)子濾波器的量測(cè)向量;為量測(cè)矩陣;為噪聲矩陣;為噪聲向量;為量測(cè)噪聲向量;為對(duì)量測(cè)噪聲的加權(quán)系數(shù)。
3.基于置信度加權(quán)的信息融合
3.1 自適應(yīng)卡爾曼濾波器
假定系統(tǒng)噪聲統(tǒng)計(jì)特性Q已知，量測(cè)噪聲統(tǒng)計(jì)特性R未知，設(shè)計(jì)自適應(yīng)卡爾曼濾波器：
（2）
其中，Sk為對(duì)量測(cè)噪聲統(tǒng)計(jì)特性的調(diào)節(jié)系數(shù)。若b>1，表示放大Sk對(duì)的調(diào)節(jié)作用;若b<1，則表示縮小Sk對(duì)的調(diào)整作用;若b=0，意味著放棄Sk對(duì)的調(diào)整作用，此時(shí)上述濾波方法等同于常規(guī)卡爾曼濾波[1]。Sk的取值由模糊計(jì)算模塊得到，模塊的輸入為殘差實(shí)測(cè)方差與理論方差的比值。
將殘差的理論方差定義為，則由文獻(xiàn)[1]知：
（3）
將殘差的實(shí)測(cè)方差定義為Cr：
（4）
定義殘差實(shí)測(cè)方差與理論方差比值為qk：
（5）
3.2 考慮可信度的信息融合
本文用模糊隸屬度函數(shù)設(shè)定子濾波器置信度函數(shù)，由式（5）的值判斷子濾波器IMU/GPS、IMU/ODO的可信度。記子濾波器IMU/GPS可信度為P（F1），殘差比為q（1），子濾波器IMU/ODO可信度為P（F2），殘差比為q（2）：
（6）
根據(jù)子濾波器IMU/GPS、IMU/ODO可信度函數(shù)，得出子濾波器實(shí)時(shí)可信權(quán)值W1r、W2r：
（7）
當(dāng)前位置兩個(gè)子濾波器的可信權(quán)值為W1p、W2p，則最終置信權(quán)值：
（8）
子濾波器的信息分配系數(shù)：
（9）
k時(shí)刻信息融合結(jié)果為：
（10）
4.仿真計(jì)算
使用標(biāo)準(zhǔn)聯(lián)合卡爾曼濾波信息融合方法和本文提出的環(huán)境信息置信度加權(quán)的信息融合方法進(jìn)行仿真計(jì)算，誤差曲線如圖1所示。
圖1 東向定位誤差
由圖1可知，在2000s到4000s以及5000s到6000s之間GPS和里程計(jì)量測(cè)噪聲分別發(fā)生明顯變化，置信度加權(quán)方法通過改變子濾波器IMU/GPS、IMU/ODO的信息分配系數(shù)，弱化量測(cè)誤差大的傳感器，傳感器置信度加權(quán)融合方法明顯優(yōu)于標(biāo)準(zhǔn)聯(lián)合卡爾曼濾波。而在4000s到5000s之間，由于GPS和里程計(jì)量測(cè)噪聲都發(fā)生明顯變化，兩個(gè)子濾波器IMU/GPS、IMU/ODO的置信度同時(shí)降低，通過傳感器置信度加權(quán)融合方法并不能明顯改善誤差。
5.結(jié)論
中圖分類號(hào)：TN713.5 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A 文章編號(hào)：1009-914X（2014）29-0026-01
超寬帶濾波器位于超寬帶系統(tǒng)的射頻前端，它既可用來限定大功率發(fā)射機(jī)在規(guī)定的頻帶內(nèi)輻射，反過來又可用來防止接收機(jī)受到工作頻帶以外的干擾，因此，超寬帶微波濾波器是超寬帶系統(tǒng)中的一個(gè)關(guān)鍵無源部件，它性能的好壞對(duì)于系統(tǒng)的整體性能有著重大的影響。
1、 超寬帶帶通濾波器的理論
超寬帶帶通濾波器的根本功能是實(shí)現(xiàn)選頻和抑制干擾的功能，即抑制不需要的頻段信號(hào)，使需要的頻段信號(hào)順利通過，在無線系統(tǒng)前端中占有重要的位置。微波濾波器有很多種分類方法，例如按方式分類（反射式、吸收式等）；按結(jié)構(gòu)分類（如同軸線、微帶線等）；按作用分類（帶通、帶阻等）等等。通常我們會(huì)按照其作用方式將濾波器分為：低通、高通、帶通和帶阻濾波器。
在微波和毫米波系統(tǒng)中，構(gòu)成濾波器、振蕩器以及天線等的重要元件是諧振器，它最常采用的結(jié)構(gòu)是均勻特性阻抗結(jié)構(gòu)（Uniform-Impedance resonator， UIR）。由于其結(jié)構(gòu)簡單，并易于設(shè)計(jì)而被廣泛應(yīng)用，UIR 型傳統(tǒng)濾波器的設(shè)計(jì)方法已相當(dāng)完善。然而在實(shí)際的設(shè)計(jì)中，這樣的諧振器存在不少缺陷，例如由于結(jié)構(gòu)簡單而設(shè)計(jì)參數(shù)有限，無法方便調(diào)節(jié)各個(gè)諧振模式。而階梯阻抗諧振器（Stepped-impedance resonator， SIR），將有效解決 UIR 所存在的不足，其重要特性是該諧振器的前幾個(gè)諧振模式可以通過改變阻抗比來調(diào)節(jié)，因此 SIR 作為一種基本諧振器單元，非常適合運(yùn)用于多頻、寬帶濾波器設(shè)計(jì)中。同時(shí)在近年來，很多學(xué)者對(duì)支節(jié)線加載諧振器（Stub-loaded resonator， SLR）進(jìn)行了大量擴(kuò)展性的研究，發(fā)現(xiàn) SLR 對(duì)諧振模式的控制具有一些獨(dú)特的特性而被廣泛運(yùn)用在濾波器設(shè)計(jì)中。由于超寬帶帶通濾波器設(shè)計(jì)中，通帶范圍只有一個(gè)諧振模式的濾波器很難覆蓋如此寬的帶寬，這就需要諧振器工作于多個(gè)模式，通過模式之間的耦合來實(shí)現(xiàn)寬帶特性。因此為了設(shè)計(jì)出滿足 FCC 超寬帶通信系統(tǒng)要求的高性能小型化濾波器，利用 SIR，SLR 等多模諧振器結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)超寬帶濾波器的方法相繼被提出。
2、 國內(nèi)外超寬帶帶通濾波的研究現(xiàn)狀
超寬帶頻段的開放，極大地促進(jìn)了超寬帶系統(tǒng)和超寬帶器件的研制。作為超寬帶系統(tǒng)的關(guān)鍵器件之一，超寬帶帶通濾波器的研究也深受各界的關(guān)注，得到了快速的發(fā)展。為了適應(yīng)微波集成電路小型輕便化的要求，超寬帶濾波器不僅要求性能好，而且要體積小、結(jié)構(gòu)緊湊。
超寬帶濾波器首先是由 Satio A.等人在 2003年提出，該濾波器是基于一種對(duì)高頻信號(hào)有較大衰減的特殊材料設(shè)計(jì)而成。但其缺點(diǎn)是插損較大，達(dá)到6dB，遠(yuǎn)不能滿足現(xiàn)在超寬帶系統(tǒng)的要求。而后，在2004年Ishida H.等提出了一種微帶雙模環(huán)形諧振器結(jié)構(gòu)的超寬帶濾波器，實(shí)現(xiàn)濾波器的相對(duì)帶寬為 83%，其帶內(nèi)特性較好，但是帶外抑制效果并不理想。在近年來，隨著超寬帶技術(shù)的快速發(fā)展，國內(nèi)外針對(duì)超寬帶濾波器這一研究熱點(diǎn)進(jìn)行了廣泛的研究，提出了一些新的超寬帶濾波器的設(shè)計(jì)方法以滿足高性能、小型化的設(shè)計(jì)要求。
3、 超寬帶帶通濾波器的設(shè)計(jì)研究
3.1 寬阻帶 UWB 帶通濾波器設(shè)計(jì)
近幾年，專家學(xué)者提出了多種結(jié)構(gòu)的超寬帶帶通濾波器，這些濾波器具有結(jié)構(gòu)簡單、通帶內(nèi)性能較好的優(yōu)點(diǎn)。但其缺點(diǎn)是阻帶較窄，抑制高次諧波的性能不夠突出。因此，在實(shí)現(xiàn)寬通帶濾波器的同時(shí)，如何實(shí)現(xiàn)寬阻帶的特性，從而有效抑制諧波，提高 UWB 系統(tǒng)性能，成為當(dāng)前的研究熱點(diǎn)。
單個(gè)叉指諧振器上阻帶較窄，不能抑制高次諧波。S-DGS和 S-SISS 結(jié)構(gòu)具有帶阻特性，因此將叉指諧振器和 S-DGS、S-SISS 結(jié)合，設(shè)計(jì)了一種新型的超寬帶帶通濾波器，該濾波器的作頻帶在 3.1-10.8 GHz，帶內(nèi)插損小于 1 dB，阻帶高達(dá) 18 GHz，抑制電平在 15 dB 以上。因此，在叉指諧振器中加入 S-DGS 和 S-SISS 單元以后，濾波器具有良好的通帶特性以及較寬的阻帶。除了陷波頻段外，所設(shè)計(jì)的濾波器通帶內(nèi)的群時(shí)延小于 0.5 ns，具有平坦的時(shí)延特性?？梢员苊?UWB 信號(hào)通過濾波器產(chǎn)生的失真。但該濾波器也存在不足，過渡帶不夠陡峭，還有待于改善。
3.2 多陷波 UWB 帶通濾波器設(shè)計(jì)
隨著移動(dòng)通信技術(shù)的迅速發(fā)展，多種通信系統(tǒng)并存，應(yīng)用越來越普遍的無線技術(shù)，各種頻率信號(hào)的產(chǎn)生，主要是 WLAN 和衛(wèi)星通信系統(tǒng)等信號(hào)對(duì) UWB 系統(tǒng)的影響對(duì)濾波器的頻率選擇特性提出了新的更高的要求，如何抑制消除特定頻率信號(hào)的干擾，成為新的研究方向。
單陷波濾波器模型是采用并聯(lián)四分之一波長短路支節(jié)來形成基本的帶通濾波器，將并聯(lián)支節(jié)折疊以減少尺寸；折疊的 SIR 單元在與主傳輸線耦合時(shí)，等效為并聯(lián)的串聯(lián) LC 諧振電路，因此在諧振頻率點(diǎn)會(huì)將電流引向地，從而形成陷波。雙陷波濾波器模型是將叉指諧振器單元進(jìn)行改進(jìn)，引入開路支節(jié)，調(diào)節(jié)開路支節(jié)的尺寸，可以在期望的頻點(diǎn)得到陷波；在微帶線上刻出螺旋縫隙，調(diào)節(jié)縫隙的尺寸，同樣可以引入陷波。兩種濾波器的尺寸都較小，通帶性能優(yōu)越，并在指定頻段內(nèi)有效地抑制了干擾信號(hào)。但是這兩種濾波器的阻帶比較窄，頻率選擇性能不夠突出，還有待進(jìn)一步提高。
3.3 折疊耦合臂UWB 帶通濾波器設(shè)計(jì)
折疊耦合臂UWB 帶通濾波器用啞鈴型支節(jié)多模諧振器結(jié)構(gòu)可以在形成寬通帶的同時(shí)，兼具寬阻帶，具有更好的頻率選擇性；輸入輸出兩端采用叉指耦合結(jié)構(gòu)，達(dá)到緊耦合。折疊的部分相當(dāng)于一個(gè)并聯(lián)的串聯(lián) LC 諧振電路，在諧振頻率點(diǎn)處，該電路具有扼流作用，即在諧振頻率點(diǎn)產(chǎn)生陷波。
折疊耦合臂 UWB 帶通濾波器的設(shè)計(jì)中間采用啞鈴型支節(jié)多模諧振器結(jié)構(gòu)，同時(shí)具有寬通帶和寬阻帶；兩端采用折疊耦合臂結(jié)構(gòu)，在緊耦合的同時(shí)實(shí)現(xiàn)陷波。折疊臂與輸入/輸出端口距離 WS的改變對(duì)帶內(nèi)插損幾乎沒有影響，但對(duì)回波損耗的指標(biāo)有較小的影響。兼顧加工工藝的難易程度和濾波器性能，選擇 WS=0.5 mm 為最佳距離。由上面分析，折疊耦合臂的長度 WH決定了陷波中心頻率。固定 WS為 0.5 mm，改變 WH的值，仿真帶內(nèi)插損的頻率特性，WH由 3.0 mm 逐漸增加到 3.8 mm，陷波的中心頻率逐漸向低頻移動(dòng)。當(dāng) WH=3.4 mm，實(shí)現(xiàn)了 5.8 GHz的陷波。
將叉指諧振器的一個(gè)耦合臂折疊，引入陷波特性，再結(jié)合啞鈴型支節(jié)多模諧振器濾波器結(jié)構(gòu)，設(shè)計(jì)出來的濾波器模型既有陷波又有寬阻帶特性。叉指耦合器單元結(jié)合 S-DGS 和 S-SISS 是具有寬阻帶的帶通濾波器，在主傳輸線上耦合折疊的 SIR 單元引入陷波。但是濾波器的帶內(nèi)帶外特性有所下降，且實(shí)測(cè)結(jié)果和軟件仿真存在差異，濾波器的整體性能還有待進(jìn)一步提高。
結(jié)語
綜合研究分析，在超寬帶帶通濾波器的設(shè)計(jì)中將寬通帶、寬阻帶、陷波巧妙的結(jié)合起來，設(shè)計(jì)出結(jié)構(gòu)更緊湊，尺寸更小巧的濾波器，更加契合無線通信系統(tǒng)的發(fā)展需要，也是 UWB 濾波器的發(fā)展趨勢(shì)。
參考文獻(xiàn)
中圖分類號(hào)： TN911?34； TP212.9 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A 文章編號(hào)： 1004?373X（2015）08?0136?03
Study on a new method of frequency measurement based on SAW sensor
MA Hui?cheng
（Science and Technology Department， Xi’an Innovation College， Yan’an University， Xi’an 710100， China）
Abstract： The shortcomings of the traditional frequency measuring methods are discussed in this paper. A new method of frequency measurement based on SAW sensor and a measuring circuit are designed. The frequency is preselected by SAW band?pass filter. The signal which is higher than intermediate frequency is measured by the method of frequency measurement and period measurement for others. The hardware circuit is composed of high speed digital devices. The system has high accuracy and is worth to spread.
Keywords： frequency measurement； SAW； sensor； intermediate frequency
傳統(tǒng)的頻率測(cè)量是利用頻率計(jì)數(shù)電路[1]，在規(guī)定的時(shí)間內(nèi)對(duì)頻率信號(hào)進(jìn)行計(jì)數(shù)，這個(gè)規(guī)定的時(shí)間就是閘門時(shí)間，閘門時(shí)間是由雙穩(wěn)態(tài)電路提供的。測(cè)得的頻率數(shù)值[fx]，是在閘門時(shí)間[Tg]內(nèi)對(duì)脈沖的計(jì)數(shù)值[Nx]與閘門時(shí)間[Tg]的比值，即[fx=NxTg]。當(dāng)頻率計(jì)正常運(yùn)轉(zhuǎn)時(shí)，被計(jì)數(shù)的信號(hào)脈沖首先通過閘門然后輸入計(jì)數(shù)器，一般狀況下，閘門的打開與閉合與計(jì)數(shù)脈沖在端口輸入的時(shí)間是不同的。因此在相同的閘門時(shí)間里，頻率計(jì)數(shù)器對(duì)相同的脈沖信號(hào)計(jì)數(shù)時(shí)，最終的顯示值是不一樣的，即有可能產(chǎn)生[±1]個(gè)脈沖誤差值[2]。[Nx]會(huì)產(chǎn)生誤差，[Tg]也會(huì)產(chǎn)生誤差，這些誤差的疊加就構(gòu)成了實(shí)際的測(cè)頻誤差。利用晶振來產(chǎn)生基準(zhǔn)時(shí)間信號(hào)[Tg]，方法是晶振的輸出信號(hào)[fb]通過[n]級(jí)10分頻電路，即[Tg=10n×1fb]。所以，[fx=Nx/Tg=Nx×][fb10n]。最終測(cè)頻法的相對(duì)誤差[dfxfx]為：
[dfxfx=dNxNx+dfbfb] （1）
[δf=δN+δ0] （2）
式中：[δN=dNxNx=±1Nx]是示值的相對(duì)誤差，也叫量化誤差；[δf=dfxfx]是被測(cè)頻率信號(hào)的相對(duì)誤差；[δ0=df0f0]是晶體振蕩器的頻率準(zhǔn)確度，可以用來表示頻率信號(hào)的穩(wěn)定程度。
由式（2）可得，，被測(cè)頻率的相對(duì)誤差由兩方面內(nèi)容構(gòu)成。即系統(tǒng)石英晶體振蕩器的頻率穩(wěn)定度和量化誤差組成。量化誤差與兩個(gè)因素相關(guān)：被測(cè)信號(hào)的頻率值得上下限和雙穩(wěn)態(tài)電路的輸出閘門時(shí)間。在某一頻率[fx]的值不變的情況下，閘門時(shí)間[Tg]越大，誤差值越小，閘門時(shí)間[Tg]越短，誤差值越大。如果取閘門時(shí)間[Tg]為某一定值時(shí)，測(cè)量值[fx]越大，誤差越小，測(cè)量值[fx]越小，誤差就越大。在檢測(cè)過程中就會(huì)出現(xiàn)頻率值較低的信號(hào)測(cè)量精度較低，頻率值較高的信號(hào)測(cè)量值較高的情況。系統(tǒng)的測(cè)頻結(jié)果與頻率信號(hào)的高低有直接關(guān)系。為了避免出現(xiàn)以上的情況，本文設(shè)計(jì)了一種利用表面聲波器件的新式測(cè)頻法。
1 新型測(cè)頻法原理
外界的物理量可以影響聲表面波（Surface Acoustic Wave，SAW）[3]傳感器輸出頻率的數(shù)值。表面聲波傳感器的固有頻率達(dá)到了百兆Hz量級(jí)，這個(gè)頻率太高，因此很難被頻率計(jì)精準(zhǔn)測(cè)量，只有通過成比例的降低頻率才能精準(zhǔn)測(cè)量。本文的被測(cè)量是表面聲波傳感器在進(jìn)行了差動(dòng)結(jié)構(gòu)的改進(jìn)之后輸出的頻率。這個(gè)頻率在經(jīng)過混頻電路之后就處于0～1 MHz之間。這個(gè)頻率范圍是可以精準(zhǔn)測(cè)量的。為了在頻率的兩端都有較高的測(cè)量精度和較低的測(cè)量誤差，本文設(shè)計(jì)了利用表面聲波帶通濾波器的新式頻率測(cè)量方法。帶通濾波器對(duì)于通過的信號(hào)有較強(qiáng)的選擇能力，只有信號(hào)的頻率在通頻帶內(nèi)的信號(hào)才能無失真的通過。在此可以按照頻率的高低來設(shè)計(jì)兩個(gè)聲表面帶通濾波器，設(shè)計(jì)方式主要是在插指換能器的密度上按事先計(jì)算的結(jié)果來排成不同的密度，聲波在諧振腔內(nèi)的振動(dòng)頻率由于換能器的密度不同而不同。這樣最終輸出的頻率就根據(jù)插指的密度不同而不同，整個(gè)系統(tǒng)只要2個(gè)帶通濾波器就可以了。將來如果想要實(shí)現(xiàn)精度更高的系統(tǒng)，可以考慮多個(gè)帶通濾波器的情況，這樣帶通濾波器的設(shè)計(jì)難度會(huì)增加。
頻率信號(hào)的測(cè)量方式有兩類，高頻段可以測(cè)頻以及低頻段可以測(cè)周期。至于何時(shí)測(cè)頻以及何時(shí)測(cè)周期則要看測(cè)量儀器的中界頻率 的窄脈沖，以此脈沖觸發(fā)雙穩(wěn)態(tài)電路1，從雙穩(wěn)態(tài)電路的輸出端即得到所需要的寬度為基準(zhǔn)時(shí)間的值可以推算出外界加速度的大小。同理，當(dāng)[f1
2 分頻、計(jì)數(shù)以及顯示模塊的設(shè)計(jì)
被測(cè)信號(hào)的頻率介于0～1 MHz，相對(duì)數(shù)字電路器件來說信號(hào)的頻率稍高。電路各個(gè)元器件都有傳輸延遲的現(xiàn)象，高頻信號(hào)在測(cè)量中就會(huì)產(chǎn)生一些誤差，這些誤差體現(xiàn)在計(jì)數(shù)環(huán)節(jié)，譯碼環(huán)節(jié)及數(shù)碼顯示環(huán)節(jié)上。利用D觸發(fā)器具有分頻的特性，在正式測(cè)量前對(duì)信號(hào)進(jìn)行降頻，這樣可以得到一個(gè)頻率相對(duì)較低的信號(hào)。這樣的信號(hào)在后續(xù)的測(cè)量過程中不會(huì)帶有太大的誤差。
圖2是后續(xù)電路，包括顯示、分頻和計(jì)數(shù)3個(gè)環(huán)節(jié)。頻率降低的原理是通過D觸發(fā)器對(duì)輸入被測(cè)信號(hào)首先進(jìn)行兩分頻，這樣可以得到輸入信號(hào)頻率一半的被測(cè)信號(hào)。電路的結(jié)構(gòu)是把D觸發(fā)器的端口[Q]與D觸發(fā)器的置位端口D直接連接從而構(gòu)成兩分頻電路。觸發(fā)器輸出端的輸出信號(hào)再送到10進(jìn)制計(jì)數(shù)器74LS192D的UP端口，這個(gè)信號(hào)的頻率很高達(dá)到了1 MHz，所以必須用6個(gè)數(shù)碼管來顯示被測(cè)結(jié)果。低位計(jì)數(shù)器的C0端口和高一位的UP端口連接，這樣就可以顯示6位10進(jìn)制數(shù)字。電路圖里J1的功能是對(duì)數(shù)碼管進(jìn)行清零操作，以保證測(cè)量開始時(shí)數(shù)碼管都顯示0。整體電路如圖2所示。3 試驗(yàn)結(jié)果及精度分析
利用Multisim 10軟件對(duì)測(cè)頻電路進(jìn)行分析。分析過程為選取1 MHz的標(biāo)準(zhǔn)信號(hào)，首先進(jìn)行2分頻，整體電路里的頻率計(jì)XFC1對(duì)上述信號(hào)進(jìn)行測(cè)量，顯示示值為500 kHz。使用軟件自帶的示波器對(duì)兩路信號(hào)進(jìn)行觀測(cè)， 由圖3、圖4可得2分頻后的信號(hào)頻率約為被測(cè)信號(hào)頻率的一半。測(cè)試數(shù)據(jù)證明所設(shè)計(jì)的兩分頻電路滿足測(cè)量的要求。從表1可以看出，系統(tǒng)在測(cè)量時(shí)在低頻段的誤差幾乎為0，只有在高頻段才出現(xiàn)了誤差。信號(hào)源輸出的頻率為500 kHz時(shí)，系統(tǒng)的測(cè)量頻率為499 kHz，絕對(duì)誤差是1 Hz。信號(hào)源輸出的頻率為1 000 kHz時(shí)，系統(tǒng)的測(cè)量頻率為997 kHz，絕對(duì)誤差是3 Hz。
4 結(jié) 語
頻率的測(cè)量在科學(xué)研究工業(yè)生產(chǎn)的各個(gè)方面都具有很重要的作用，能否得到一個(gè)準(zhǔn)確的頻率值往往決定了一個(gè)檢測(cè)系統(tǒng)的優(yōu)劣。例如：現(xiàn)代很多傳感器輸出的信號(hào)具有準(zhǔn)數(shù)字化特征，這個(gè)特征就是信號(hào)不用進(jìn)行模/數(shù)轉(zhuǎn)換就可以直接輸入測(cè)量系統(tǒng)進(jìn)行測(cè)量，電路的結(jié)構(gòu)得以簡化，但是這個(gè)頻率信號(hào)的測(cè)量誤差是個(gè)難以解決的問題，傳統(tǒng)的測(cè)頻法無法解決在頻率的上、下限處測(cè)量時(shí)產(chǎn)生的較大誤差。本文提出的基于頻率選擇的測(cè)頻 本文由wWW. DyLw.NeT提供，第一 論 文 網(wǎng)專業(yè)寫作教育教學(xué)論文和畢業(yè)論文以及服務(wù)，歡迎光臨DyLW.neT法在誤差控制上得到了提高，但是還有一些問題尚需解決，例如下一步可以考慮測(cè)量理論的具體實(shí)現(xiàn)。利用智能系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)新型頻率測(cè)量方法，首先要考慮選用哪種芯片，在電路中還要選取具體的雙穩(wěn)態(tài)電路和相應(yīng)的觸發(fā)器。電路中的濾波與放大電路也要設(shè)計(jì)合理，只有所有的因素滿足系統(tǒng)的需要，整個(gè)系統(tǒng)才能體現(xiàn)出設(shè)計(jì)目標(biāo)。
圖4 雙通道示波器顯示圖
表1 試驗(yàn)數(shù)據(jù)
參考文獻(xiàn)
.制造業(yè)自動(dòng)化，2010（2）：184?185.
引言：鎖相環(huán)是一種相位反饋的閉環(huán)自動(dòng)控制系統(tǒng)[1]，環(huán)路鎖定之后，平均穩(wěn)態(tài)頻差等于零， 穩(wěn)態(tài)相差為固定值，鎖相環(huán)的這一重要特征使其在電視、 通信、 雷達(dá)、遙測(cè)遙感、 測(cè)量儀表，特別是在人造衛(wèi)星和宇宙飛船的無線電系統(tǒng)中，得到了廣泛應(yīng)用[2]。近年來，鎖相環(huán)路的研究日趨深入，應(yīng)用更加廣泛。由于鑒相器模型是非線性的，所以鎖相環(huán)是一個(gè)非線性系統(tǒng)[3]，很難用傳統(tǒng)的解析方法來分析微分方程法，因而我們求助于仿真。下面我們使用微分方程法來分析一個(gè)二階鎖相環(huán)的非線性特性。
1.鎖相環(huán)模型
1.1鎖相環(huán)框圖
鎖相環(huán)基本模型如圖1所示[4]。假設(shè)輸入信號(hào)為
（1）
而壓控振蕩器的輸出信號(hào)表達(dá)式假設(shè)為
（2）
鎖相環(huán)的就是使VCO的相位與輸入信號(hào)的相位同步，使得他們的相位差很小[5]
圖1.鎖相環(huán)框圖
1.2鑒相器模型
開發(fā)鎖相環(huán)模型的第一步就是建立鑒相器的模型。鑒相器的特性在很大程度上決定著鎖相環(huán)的工作特性[6]。有許多種不同類型的鑒相器，而選擇在特定環(huán)境下所使用的鑒相器模型取決于具體的應(yīng)用。最常見的鑒相器模型就是正弦鑒相器，它的輸出與輸入信號(hào)的相位差的正弦成正比。正弦鑒相器可以看成是有一個(gè)乘法器和一個(gè)低通濾波器組成的[7]，則鑒相器輸出信號(hào)為
（3）
其中，稱為相位差論文開題報(bào)告范文。我們希望VCO的輸出相位是輸入相位的一個(gè)估計(jì)，因此，鎖相環(huán)正常工作要求相位差趨于零。在穩(wěn)態(tài)時(shí)，相位差是否為零取決于輸入信號(hào)和環(huán)路濾波器[8] 。 使用傳遞函數(shù)為F(s)而單位沖擊響應(yīng)為f(t) 的環(huán)路濾波器，對(duì)鑒
相器輸出進(jìn)行濾波。這樣，VCO的輸入為
（4）
由定義，VCO的輸出頻率偏差與VCO的輸入信號(hào)成正比，這樣
（5）
式中，是VCO常數(shù)，單位。帶入上面式子可得到
（6）
式中。
1.3非線性相位模型
從6式可以看出，與之間的關(guān)系與載波頻率完全沒有關(guān)系，因此仿真模型中不需要考慮載波頻率。我們要尋找一個(gè)能描述與之間合適關(guān)系的模型。這種模型如圖2所示，稱為鎖相環(huán)非線性相位模型。由于正弦函數(shù)是非線性的，所以他是一種非線性模型。這也是一種相位模型，他建立的輸入信號(hào)相位偏差和VCO相位偏差之間的關(guān)系，而不是建立環(huán)路實(shí)際輸入信號(hào)與VCO信號(hào)之間的關(guān)系[9]。
圖2. 鎖相環(huán)非線性相位模型
1.4線性相位模型和傳遞函數(shù)
若相位差很小，可以做如下近似
（7）
則環(huán)路方程變?yōu)?/p>
（8）
對(duì)（8）式做拉普拉斯變換，積分變換相當(dāng)除以s微分方程法，時(shí)域卷積相當(dāng)頻域相乘，得
（9）
因此，關(guān)聯(lián)VCO相位和輸入相位的傳遞函數(shù)H(s)為
（10）
2．仿真
2.1二階鎖相環(huán)
鎖相環(huán)的捕捉和跟蹤特性很大程度上取決于環(huán)路階數(shù)[10]。鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)的階數(shù)等于傳遞函數(shù)H(s)中有限極點(diǎn)的個(gè)數(shù)。因此，鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)的階數(shù)比環(huán)路濾波器傳遞函數(shù)F(s)中極點(diǎn)個(gè)數(shù)大一，這個(gè)多出來的極點(diǎn)就是來及VCO模型的積分器[11]，下面我們分析一下二階鎖相環(huán)。
對(duì)于二階鎖相環(huán)，環(huán)路濾波器的傳遞函數(shù)一般形式是
（11）
實(shí)際應(yīng)用中，遠(yuǎn)小于1。對(duì)于環(huán)路線性傳遞函數(shù)，將濾波器傳遞函數(shù)代入式（10）得
（12）
2.2仿真流程圖
環(huán)路濾波器不是一個(gè)真分式函數(shù)，應(yīng)用長除法得
（14）
其中就有
（15）
其時(shí)域表達(dá)式為
（16） 我們可以直接實(shí)現(xiàn)濾波器模型，并定義，?？梢缘玫蕉A鎖相環(huán)的信號(hào)流程，如圖3所示。
圖3. 二階鎖相環(huán)的信號(hào)流圖
2.3.使用微分方程法對(duì)鎖相環(huán)仿真
現(xiàn)在考慮使用微分方程法對(duì)鎖相環(huán)進(jìn)行仿真。首先導(dǎo)出微分方程。由圖2可得
（17）
因?yàn)閳D2中鎖相環(huán)模型中的VCO能用一個(gè)積分器表示，于是就有
（18）
把式（17）代入式（18），并應(yīng)用式（11）于環(huán)路濾波器，則
（19）
假設(shè)二階環(huán)式是“理想的”（即=0），此問題可以得到一點(diǎn)簡化。
（19）
由于乘s等于時(shí)域微分，所以得到微分方程
（20）
又由定義有
（21）
和（22）
于是式子（20）可以寫成
（23）
式中是鎖相環(huán)的相位差，而是輸入信號(hào)的相位偏差論文開題報(bào)告范文。
3．仿真結(jié)果及分析
假設(shè)這個(gè)系統(tǒng)在時(shí)刻有一個(gè)頻率階躍信號(hào)，此時(shí)，也即，其中=1MHz。當(dāng)=0.1，環(huán)路自由振蕩頻率=200KHz微分方程法，則由上面的仿真模型可以得到以下結(jié)果。
3.1相位誤差
穩(wěn)態(tài)相位誤差可以用拉普拉斯變換終值定理來計(jì)算[12]。環(huán)路的閉環(huán)相位傳遞函數(shù)為H(s)，則相位差傳遞函數(shù)為E(s)=1―H(s)，那么利用終值定理可以得到
（24）
代入以上數(shù)據(jù)，可以得到= 0.3755 rad，圖4中穩(wěn)態(tài)相位差的結(jié)果為0.384516 rad，因此，仿真結(jié)果和理論推導(dǎo)結(jié)論一致。
圖4. 相位差
3.2捕獲與跟蹤過程
圖5顯示了VCO的輸出信號(hào)頻率的變化過程，能看到在頻率捕獲過程中的“周期
滑動(dòng)”現(xiàn)象。這是在輸入頻率的變化大大超過環(huán)路的固有頻率時(shí)，非線性同步器表現(xiàn)出來的特性。在圖中我們也能看到相位鎖定時(shí)所需要的時(shí)間。
圖5. 輸入頻率和VCO輸出頻率
4.結(jié)語
本文通過建立鎖相環(huán)的非線性相位模型，使用微分方程法，利用MATLAB仿真工具，從定量上分析了鎖相環(huán)的非線性相位特性。從仿真圖形可以看到，仿真結(jié)果與理論分析結(jié)果相吻合。通過這種分析方法，能為鎖相環(huán)設(shè)計(jì)提供定量的分析，有助于電路的優(yōu)化設(shè)計(jì)。
參考文獻(xiàn)
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[3]RolandE.Best.Phase-LockedLoopsDesign,
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1 引言
捷聯(lián)慣導(dǎo)系統(tǒng)(SINS)和GPS組合而成的導(dǎo)航系統(tǒng)是當(dāng)今導(dǎo)航領(lǐng)域最主要的組合方式，它有效的減少了系統(tǒng)誤差，提高精度，降低了導(dǎo)航系統(tǒng)的成本，這種組合方式已在航天航空、航海、陸地平臺(tái)導(dǎo)航、測(cè)繪等領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用。在傳統(tǒng)的SINS/GPS組合狀態(tài)估計(jì)中，經(jīng)典卡爾曼濾波器[3]發(fā)揮重要作用，但其要求條件苛刻，主要體現(xiàn)在要求模型的狀態(tài)方程和量測(cè)方程精確、系統(tǒng)噪聲和量測(cè)噪聲的統(tǒng)計(jì)模型為零均值的高斯白噪聲；但在復(fù)雜環(huán)境下，噪聲的統(tǒng)計(jì)信息不可能預(yù)見，更不可能是理想的高斯白噪聲，因此，許多在仿真條件下表現(xiàn)非常好的系統(tǒng)運(yùn)用到實(shí)際環(huán)境中就容易出現(xiàn)精度下降甚至發(fā)散現(xiàn)象。而回歸BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)具有較強(qiáng)的并行計(jì)算能力，容錯(cuò)性好，在神經(jīng)元數(shù)量足夠時(shí)，逼近非線性函數(shù)的程度比較好。本文在經(jīng)典濾波的基礎(chǔ)上引入回歸BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)[4]對(duì)組合導(dǎo)航系統(tǒng)進(jìn)行狀態(tài)估計(jì)，盡可能減少非線性噪聲對(duì)系統(tǒng)的影響；首先利用經(jīng)典卡爾曼濾波對(duì)不同特性的噪聲輸入下的系統(tǒng)進(jìn)行估計(jì)，得到各條件下的狀態(tài)后，將各條件下的狀態(tài)估計(jì)均值作為樣本輸出，以各種噪聲集對(duì)網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行訓(xùn)練；在訓(xùn)練結(jié)束后，將訓(xùn)練后的回歸BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)作為狀態(tài)估計(jì)器輸出組合導(dǎo)航系統(tǒng)估計(jì)值。
2 回歸BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)算法
誤差反向傳播BP算法是前向網(wǎng)絡(luò)學(xué)習(xí)算法中應(yīng)用最為廣泛的算法，回歸BP網(wǎng)絡(luò)是在BP算法中采用的梯度下降法推廣到回歸網(wǎng)絡(luò)中，其具有反饋和前饋機(jī)制，即在網(wǎng)絡(luò)的一個(gè)訓(xùn)練周期中，網(wǎng)絡(luò)的輸出同時(shí)反饋給網(wǎng)絡(luò)的輸入神經(jīng)單元作為網(wǎng)絡(luò)的外部輸入。如圖1所示為一個(gè)典型的三層回歸BP網(wǎng)絡(luò)。
圖1回歸BP網(wǎng)示意圖
在圖1中有一個(gè)關(guān)聯(lián)層，每一個(gè)隱含的結(jié)點(diǎn)都有一個(gè)相應(yīng)的關(guān)聯(lián)層結(jié)點(diǎn)與之連接，并且連線的權(quán)值可調(diào)，而關(guān)聯(lián)層的信號(hào)來自于輸出，關(guān)聯(lián)層節(jié)點(diǎn)起到了存儲(chǔ)網(wǎng)絡(luò)內(nèi)部狀態(tài)的作用，當(dāng)關(guān)聯(lián)層與中間層連接后，起到了狀態(tài)反饋的作用，這為組合導(dǎo)航系統(tǒng)這種典型的時(shí)間序列信號(hào)分析提高了有力的工具，具有“記憶”功能的回歸BP網(wǎng)絡(luò)能夠?qū)σ浑A馬爾科夫序列很好的濾波和預(yù)報(bào)。反饋網(wǎng)絡(luò)的反饋激勵(lì)的加入使得局部的記憶特性被放大易造成傳統(tǒng)的梯度下降學(xué)習(xí)方法過早的收斂，本文采用可修正速率的梯度下降學(xué)習(xí)法，其本質(zhì)是綜合考慮當(dāng)前和前一時(shí)刻的梯度向量，調(diào)整其具有適應(yīng)性，不因?yàn)槟骋粫r(shí)刻的梯度變化而改變網(wǎng)絡(luò)的收斂狀態(tài)。算法的基本要求與傳統(tǒng)梯度法基本相同，學(xué)習(xí)的準(zhǔn)則是讓網(wǎng)絡(luò)實(shí)際輸出與樣本比較，直至誤差平方和達(dá)到最小。在算法中加入速率因子，使神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)權(quán)值的更新不僅考慮了當(dāng)前梯度方向，還考慮了前一時(shí)刻的梯度方向，減少網(wǎng)絡(luò)反饋對(duì)闡述調(diào)整的敏感性，有效抑制了局部最優(yōu)；速率因子的取值應(yīng)當(dāng)根據(jù)網(wǎng)絡(luò)可能陷入局部最優(yōu)的程度而定。
3 導(dǎo)航系統(tǒng)的狀態(tài)表達(dá)與組合濾波
根據(jù)SINS/GPS組合導(dǎo)航系統(tǒng)得理論，可以得到如下組合誤差的狀態(tài)方程：
F(t)為系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)矩陣；G(T)為系統(tǒng)噪聲系數(shù)矩陣；W(t)為系統(tǒng)噪聲。
本文中對(duì)系統(tǒng)噪聲仍確定為高斯白噪聲，這是由于系統(tǒng)噪聲的統(tǒng)計(jì)特性一般不會(huì)劇烈變化，而系統(tǒng)量測(cè)噪聲的統(tǒng)計(jì)特性變換是引起卡爾曼濾波器性能下降的主要因素。系統(tǒng)量測(cè)噪聲容易受到外界環(huán)境的干擾，如溫度、電磁場(chǎng)、濕度等等，因此本文主要針對(duì)卡爾曼濾波中的量測(cè)噪聲統(tǒng)計(jì)特性變化進(jìn)行研究。
4 回歸BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)對(duì)組合導(dǎo)航系統(tǒng)的狀態(tài)估計(jì)
4.1 回歸BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)對(duì)組合導(dǎo)航系統(tǒng)狀態(tài)估計(jì)模型設(shè)計(jì)
神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的訓(xùn)練是神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)能夠應(yīng)用的前提。在樣本訓(xùn)練中對(duì)同一狀態(tài)量輸入X，選取不同的噪聲集合，通過卡爾曼濾波器，取得一系列的不同條件下的最優(yōu)估計(jì),將這些最優(yōu)估計(jì)的狀態(tài)均值作為神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)期望樣本輸出的真實(shí)值，構(gòu)成了不同噪聲集合下得輸入樣本和卡爾曼濾波器得到的輸出樣本；通過不同噪聲集合樣本的訓(xùn)練，使得神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)具有處理各種統(tǒng)計(jì)特性噪聲的自適應(yīng)能力。訓(xùn)練結(jié)束后，就可以利用普通的無偏卡爾曼濾波器和訓(xùn)練好的神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行狀態(tài)估計(jì)。圖2為卡爾曼濾波和神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)組合的示意圖。
圖2 卡爾曼濾波與回歸BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)組合示意圖
在實(shí)際的參數(shù)選取和設(shè)計(jì)中，本文采用卡爾曼濾波器的初始估計(jì)和SINS/GPS的參數(shù)誤差作為回歸BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的狀態(tài)變量。選取參數(shù)誤差X作為回歸BP網(wǎng)絡(luò)的狀態(tài)變量。
以上參數(shù)依次為：緯度誤差、經(jīng)度誤差、高程誤差、東向速度誤差、北向速度誤差、垂直速度誤差，三個(gè)姿態(tài)角誤差。將普通卡爾曼濾波器的輸出作為初始值。
4.2 仿真實(shí)驗(yàn)與分析
1）不進(jìn)行任何濾波的SINS位置誤差曲線
圖4 不加濾波器的SINS位置誤差曲線 圖5 組合濾波后北向位置估計(jì)誤差曲線
圖4是斷開卡爾曼濾波器和神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的結(jié)果。沒有GPS和濾波器的輔助，在很短的時(shí)間內(nèi)，單純的SINS輸出就會(huì)偏移很多。。。
2）進(jìn)行組合濾波后的誤差曲線
在加入GPS和濾波器后，從圖5可以看出，濾波器狀態(tài)估值與真實(shí)值之間的誤差變化保持在較高的水準(zhǔn)，說明濾波器明顯減少了SINS的漂移和積累誤差，并且在噪聲復(fù)雜多變的情況下仍然表現(xiàn)出了平滑過渡的狀態(tài)。需要說明的是由于GPS的位置精度從長期看是高于SINS的，本文在進(jìn)行位置估計(jì)的時(shí)候，出于以SINS為主的思想，給予GPS的權(quán)值較小。
圖6 組合濾波后滾動(dòng)角估計(jì)誤差曲線 圖7卡爾曼濾波滾動(dòng)角估計(jì)誤差曲線圖
從姿態(tài)角的誤差分析可以看出，濾波器能夠很快的收斂。。SINS的姿態(tài)誤差受到外界條件影響是比較大的，即量測(cè)噪聲的影響超過系統(tǒng)噪聲，從圖6中可以看出，在噪聲統(tǒng)計(jì)特性變化的條件下，誤差值仍然很小，說明神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)能夠有效地對(duì)量測(cè)噪聲進(jìn)行濾波。
3）組合誤差與普通卡爾曼濾波誤差的比較
對(duì)單純卡爾曼濾波系統(tǒng)和組合系統(tǒng)分別輸出的姿態(tài)角的比較。對(duì)實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)中SINS和GPS原始數(shù)據(jù)加載入濾波器。誤差圖進(jìn)行了部分的放大，如圖7所示，從圖7中可以明顯看出，單純的卡爾曼濾波系統(tǒng)對(duì)復(fù)雜噪聲的濾波能力遠(yuǎn)遠(yuǎn)差于組合系統(tǒng)，表現(xiàn)在數(shù)據(jù)曲線上就是跳動(dòng)很明顯，也驗(yàn)證了組合系統(tǒng)具有較好的對(duì)不同統(tǒng)計(jì)特性的復(fù)雜噪聲的適應(yīng)能力。
5 結(jié)論
本文探討了采用神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)對(duì)導(dǎo)航系統(tǒng)濾波的問題。采用卡爾曼濾波器與回歸BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)的組合能夠有效地提高導(dǎo)航系統(tǒng)在復(fù)雜環(huán)境下的導(dǎo)航精度，并且能夠做到較快的收斂。但是這種方法的缺點(diǎn)在于需要大量的樣本輸入和需要完善的噪聲組合選擇，同時(shí)也受到計(jì)算能力的限制。此外，隱含層層數(shù)的選擇和結(jié)點(diǎn)個(gè)數(shù)的選擇應(yīng)當(dāng)如何優(yōu)化，也是一個(gè)需要探索的問題。
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1.研究背景
電力系統(tǒng)諧波問題早在20世紀(jì)20年代和30年代就引起科學(xué)家和工程師們的注意。早在19世紀(jì)末，當(dāng)交流電以一種新興的動(dòng)力形式出現(xiàn)時(shí)，人們就發(fā)現(xiàn)了電壓、電流的波形畸變問題，并同時(shí)對(duì)畸變的原理及消除方法等開始研究。當(dāng)時(shí)在德國，由于使用靜止汞弧變流器而造成了電壓、電流波形的畸變。1945年JCRead發(fā)表的有關(guān)變流器諧波的論文是早期有關(guān)諧波研究的經(jīng)典論文。
2.電力電子裝置中的諧波產(chǎn)生
諧波即對(duì)周期性的交流量進(jìn)行傅里葉分解，得到頻率大于一的整數(shù)倍基波頻率的分量。電網(wǎng)中的諧波主要是由各種大容量功率變換器以及其他非線性負(fù)載產(chǎn)生的，其中主要的諧波源是各種電力電子裝置，如整流裝置、交流調(diào)壓裝置等，這其中，整流裝置所占的比例最大，它幾乎都是采用帶電容濾波的二極管不控整流或晶閘管相控整流，它們產(chǎn)生的諧波污染和消耗的無功功率是眾所周知的；除整流裝置外，斬波和逆變裝置的應(yīng)用也很多，而其輸入直流電源也來自整流裝置，因此其諧波問題也很嚴(yán)重，尤其是由直流電壓源供電的斬波和逆變裝置，其直流電壓源大多是由二極管不控整流后經(jīng)電容濾波得到的，這類裝置對(duì)電網(wǎng)的諧波污染日益突出。
3.諧波的危害
電網(wǎng)中日益嚴(yán)重的諧波污染常常對(duì)設(shè)備的工作產(chǎn)生嚴(yán)重的影響，其危害一般表現(xiàn)為：1）諧波電流使輸電電纜損耗增大，輸電能力降低，絕緣加速老化，泄漏電流增大，嚴(yán)重的甚至引起放電擊穿。2）使電動(dòng)機(jī)損耗增大，發(fā)熱增加，過載能力、壽命和效率降低，甚至造成設(shè)備損壞。3）容易使電網(wǎng)與用作補(bǔ)償電網(wǎng)無功功率的并聯(lián)電容器發(fā)生諧振，造成過電壓或過電流，使電容器絕緣老化甚至燒壞。4）諧波電流流過變壓器繞組增大附加損耗，使繞組發(fā)熱，加速絕緣老化，發(fā)出噪聲。5）使大功率電動(dòng)機(jī)的勵(lì)磁系統(tǒng)受到干擾而影響正常工作。6）影響電子設(shè)備的正常工作，如：使某些電氣測(cè)量儀表受諧波的影響而造成誤差，導(dǎo)致繼電保護(hù)和自動(dòng)裝置誤動(dòng)作，對(duì)鄰近的通信系統(tǒng)產(chǎn)生干擾，非整數(shù)和超低頻諧波會(huì)使一些視聽設(shè)備受到影響，使計(jì)算機(jī)自動(dòng)控制設(shè)備受到干擾而造成程序運(yùn)行不正常等。
4.諧波的抑制
4.1采取主動(dòng)措施，減少電力電子設(shè)備的諧波含量
1）多脈波變流技術(shù) 對(duì)于大功率電力電子裝置，常將原來6脈波的變流器設(shè)計(jì)成12脈波或24脈波變流器，以減少交流側(cè)的諧波電流含量。
2）脈寬調(diào)制技術(shù) 其基本思想是控制PWM輸出波形的各個(gè)轉(zhuǎn)換時(shí)刻，保證四分之一波形的對(duì)稱性。使需要消除的諧波幅值為零，基波幅值為給定量，達(dá)到消除指定諧波和控制基波幅值的目的。
3）多電平變流技術(shù) 針對(duì)各種電力電子變流器采用移相多重法、順序控制和非對(duì)稱控制多重化等方法，將方波電流或電壓疊加，使得變流器在交流電網(wǎng)側(cè)產(chǎn)生的電流或電壓為接近正弦的階梯波，且與電源電壓保持一定的相位關(guān)系。
4.2安裝電力濾波器，提高濾波性能
1）無源電力濾波器。無源電力濾波器（PPF）即利用電容和電抗器組成LC調(diào)諧電路，在系統(tǒng)中能夠?yàn)橹C波提供并聯(lián)低阻通路，起到濾波作用；同時(shí)，利用電容還能補(bǔ)償無功功率，改善電網(wǎng)的功率因數(shù)。但由于結(jié)構(gòu)和原理上的原因，使用無源濾波裝置來解決諧波問題也存在一些難以克服的缺點(diǎn)，如：只能濾除特定次諧波，諧波補(bǔ)償頻帶較窄，過載能力小，對(duì)系統(tǒng)阻抗和頻率變化的適應(yīng)性較差，穩(wěn)定性較差，體積大，損耗大等。
2）有源電力濾波器。通過檢測(cè)電網(wǎng)中的諧波電流，然后控制逆變電路產(chǎn)生相應(yīng)的補(bǔ)償電流分量并注入電網(wǎng)，以達(dá)到消除諧波的目的。APF按與系統(tǒng)的連接方式不同可分為串聯(lián)型、并聯(lián)型和串―并聯(lián)混合型。并聯(lián)型APF主要適用于感性電流源負(fù)載的諧波補(bǔ)償，串聯(lián)型APF主要用于消除帶電容的二極管整流電路等電壓型諧波源負(fù)載對(duì)系統(tǒng)的影響，串―并聯(lián)型APF兼有串、并聯(lián)APF的功能。APF濾波特性不受系統(tǒng)阻抗影響，不會(huì)與電網(wǎng)阻抗產(chǎn)生串聯(lián)和并聯(lián)諧振的現(xiàn)象，且對(duì)外電路的諧振具有阻尼的作用。此外，APF具有高度可控性和快速響應(yīng)性，不僅能補(bǔ)償各次諧波，還可抑制電壓閃變，補(bǔ)償無功電流，性價(jià)比較為合理。
3）混合型電力濾波器。混合型電力濾波器將無源濾波器與有源濾波器組合起來，其中有源濾波器不直接承受電網(wǎng)電壓和負(fù)載的基波電流，僅起負(fù)載電流和電網(wǎng)電壓的高次諧波隔離器的作用，因而有源濾波器的容量可以設(shè)計(jì)得較小，利用串聯(lián)的有源濾波器增加高次諧波阻抗而對(duì)基波無影響的特性，可以改善無源濾波器的濾波效果，防止與電網(wǎng)之間發(fā)生諧振，但其缺陷是有源濾波器的性能很大程度上決定于電流互感器的特性。另外新型混合有源電力濾波器方案，采用開關(guān)頻率較低的IGBT構(gòu)成的逆變器來進(jìn)行無功補(bǔ)償，由開關(guān)頻率高，耐壓較低的MOSFET構(gòu)成的逆變器進(jìn)行諧波電流補(bǔ)償，高頻逆變器的輸出側(cè)采用變壓器隔離，可消除大部分干擾。為了更好地達(dá)到抑制諧波的效果，對(duì)不同的諧波源負(fù)載應(yīng)該采用相應(yīng)結(jié)構(gòu)的濾波裝置，如級(jí)聯(lián)型大功率APF、基于DSP的智能型APF等的研究都標(biāo)志著低損耗、大功率、高頻率、智能化的APF是其發(fā)展方向。
5.結(jié)論
日益嚴(yán)重諧波污染已引起各方面的高度重視，“諧波污染”已成為電網(wǎng)內(nèi)三大公害之一。隨著對(duì)諧波現(xiàn)象的進(jìn)一步認(rèn)識(shí)，將會(huì)找到更有效的方法抑制和消除諧波，同時(shí)也有助于制度更加合理的諧波管理標(biāo)準(zhǔn)。為了更好地達(dá)到抑制諧波的效果，對(duì)不同的諧波源負(fù)載應(yīng)該采用相應(yīng)結(jié)構(gòu)的濾波裝置，只有各方面都重視起來，進(jìn)行治理，才能還電網(wǎng)一個(gè)干凈的環(huán)境。
參考文獻(xiàn)：
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