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篇1

1.1超聲波收發(fā)電路由于檢測(cè)裝置工作于井下，井口只為其提供了一路＋24V直流電源，各單元電路的工作電源需要依靠DC／DC變換電路獲得?？刂葡到y(tǒng)和信號(hào)處理系統(tǒng)使用的＋5V和±12V電源由LM2596－5．0承擔(dān)，其主路輸出＋5V／2A電源供單片機(jī)等數(shù)字系統(tǒng)使用，將其儲(chǔ)能電感改用5026－47μH環(huán)形功率電感，并在其上增加兩個(gè)輔助繞組，經(jīng)整流、濾波和LM78（79）L12三端穩(wěn)壓IC后產(chǎn)生±12V／0．1A直流電源供信號(hào)處理系統(tǒng)使用；超聲波發(fā)射采用了高壓脈沖激勵(lì)方式，＋200～300V激勵(lì)電壓由＋24V供電電壓經(jīng)簡(jiǎn)單的Boost升壓電路獲得，利用單片機(jī)送來(lái)的1ms周期、5μs脈寬脈沖信號(hào)控制MOSFET開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)對(duì)超聲波發(fā)射探頭的激勵(lì)，儲(chǔ)能電感選用TDK－NL565050T－822J－PF（8．2mH）貼片電感，NMOS開(kāi)關(guān)管選用2N60即可。超聲波激勵(lì)及電源變換電路如圖2所示。經(jīng)實(shí)測(cè)，激勵(lì)脈沖會(huì)在接收探頭中產(chǎn)生一個(gè)較大的諧振頻率為5MHz、大約5個(gè)周期的串?dāng)_信號(hào)，為此，接收電路設(shè)計(jì)了一個(gè)對(duì)發(fā)射激勵(lì)脈沖延遲6μs、持續(xù)30μs的使能控制信號(hào)，控制接收放大處理電路僅在使能信號(hào)有效期間實(shí)現(xiàn)回波信號(hào)的放大和輸出，使之能夠在鋼管內(nèi)壁和外壁反射的一次、二次回波信號(hào)到來(lái)之前有效地消除激勵(lì)脈沖串?dāng)_的影響，使能控制信號(hào)時(shí)序關(guān)系見(jiàn)圖3。檢測(cè)裝置中用于時(shí)間差測(cè)量的TDC－GP2的典型應(yīng)用是作為超聲波流量計(jì)、激光測(cè)距儀的時(shí)間間隔測(cè)量、頻率和相位信號(hào)分析等高精度測(cè)試領(lǐng)域。在這些應(yīng)用中輸入信號(hào)一般都較強(qiáng)，經(jīng)簡(jiǎn)單處理后即可作為T(mén)DC－GP2的START、STOP控制信號(hào)使用，而該檢測(cè)裝置的超聲波回波信號(hào)尤其是多次反射回波信號(hào)非常微弱且雜波較大（實(shí)測(cè)回波信號(hào)大約在mV數(shù)量級(jí)），必須經(jīng)高增益寬帶放大器放大和濾波、檢波、整形處理后才能勝任。寬帶放大器由AD604承擔(dān)，可獲得6～54dB的增益并可由VGN端電壓連續(xù)控制，可較好地滿足超聲波回波信號(hào)高速高增益放大的要求［2］?？紤]到僅需將回波信號(hào)放大處理后形成STOP控制脈沖即可，故電路僅利用可調(diào)電阻對(duì)2．5V基準(zhǔn)電壓（由TL431產(chǎn)生）分壓獲得的VGN電壓進(jìn)行增益設(shè)定，但設(shè)計(jì)電路亦有預(yù)留接口可用于接受經(jīng)單片機(jī)和DAC輸出的AGC控制電壓，實(shí)現(xiàn)增益的閉環(huán)控制。AD604前級(jí)放大電路如圖4所示。帶通濾波器選用由MAX4104構(gòu)成，設(shè)計(jì)中心頻率為5MHz，帶寬約為1MHz；鉗位和檢波由AD8036完成，具有卓越的鉗位性能和精度高、恢復(fù)時(shí)間短、非線性范圍小、頻帶寬的特點(diǎn)；檢波輸出信號(hào)的整形處理由MAX9141負(fù)責(zé)，這是一款具有鎖存使能和器件關(guān)斷功能的高速比較器，具有高速、低功耗、高抗共模能力和滿擺幅輸入特性等，回波信號(hào)經(jīng)其整形處理后可獲得理想的脈沖前沿，并便于與TTL邏輯電平接口，還可以方便地實(shí)現(xiàn)回波信號(hào)輸出的使能控制。信號(hào)調(diào)理電路如圖5所示。

1.2時(shí)間差測(cè)量電路回波信號(hào)時(shí)差測(cè)量選用了德國(guó)ACAM公司的高精度時(shí)間間隔測(cè)量芯片TDC－GP2。TDC－GP2采用44腳TQFP封裝，內(nèi)含TDC測(cè)量單元、16位算術(shù)邏輯單元、RLC測(cè)量單元及與8位處理器的接口單元和溫度補(bǔ)償單元等主要功能模塊，利用內(nèi)部ALU單元計(jì)算出時(shí)間間隔，并送入結(jié)果寄存器保存。TDC－GP2基于內(nèi)部的硬件電路測(cè)量“傳輸延時(shí)”，以信號(hào)通過(guò)內(nèi)部門(mén)電路的傳輸延遲來(lái)實(shí)現(xiàn)高精度時(shí)間間隔測(cè)量，測(cè)量分辨率可達(dá)pS數(shù)量級(jí)，可以很好滿足項(xiàng)目測(cè)量的要求。單片機(jī)在給超聲波傳感器提供發(fā)射激勵(lì)脈沖的同時(shí)給TDC－GP2提供START信號(hào)指令使之開(kāi)始計(jì)時(shí)工作，超聲波接收頭接收到的反射回波信號(hào)經(jīng)放大、處理后作為STOP指令信號(hào)，由TDC－GP2完成兩次反射波時(shí)間間隔的測(cè)量。由前述可知，STOP與START信號(hào)的時(shí)間差大約在6～40μS之間，時(shí)差測(cè)量分辨率約為0．07μs，為此，設(shè)定TDC－GP2工作于“測(cè)量模式2”，在該模式下芯片僅使用通道1，可允許4個(gè)脈沖輸入，實(shí)現(xiàn)STOP1與START信號(hào)之間的時(shí)間差測(cè)量，測(cè)量范圍在60ns～200ms，然后，由TDC－GP2計(jì)算出各回波信號(hào)間的時(shí)間差Δt＝tB－tS＝tn－tn－1。測(cè)量原理如下：在輸入START信號(hào)指令后，芯片內(nèi)部測(cè)量出該信號(hào)前沿與下一時(shí)鐘上升沿的時(shí)差，標(biāo)記為Fc1；之后，計(jì)數(shù)器開(kāi)始工作，得到predivider的工作周期數(shù)，并標(biāo)記為Cc；這時(shí)，重新激活芯片內(nèi)部測(cè)量單元，測(cè)量出輸入的STOP1信號(hào)的第一個(gè)脈沖（一次反射回波）前沿與下一時(shí)鐘上升沿的時(shí)差，標(biāo)記為Fc2，將STOP1信號(hào)的第二個(gè)脈沖（二次反射回波）前沿與下一時(shí)鐘上升沿的時(shí)差標(biāo)記為Fc3，……；Cal1和Cal2分別表示一個(gè)和兩個(gè)時(shí)鐘周期。

1.3單片機(jī)接口電路實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)控制和數(shù)據(jù)處理的單片機(jī)選擇余地較大，項(xiàng)目結(jié)合TI公司中國(guó)大學(xué)計(jì)劃選用了美國(guó)德州儀器公司生產(chǎn)的MSP43016位單片機(jī)，具有16位總線、帶FLASH的微處理器和功耗低、可靠性高、抗強(qiáng)電干擾性能好、適應(yīng)工業(yè)級(jí)運(yùn)行環(huán)境的特點(diǎn)，很適合于作現(xiàn)場(chǎng)測(cè)試設(shè)備的控制和數(shù)據(jù)處理使用［4］。TDC－GP2其與單片機(jī)的通信方式為四線串行通信（SPI），利用MSP430的4個(gè)P2．x和P4．2I／O口實(shí)現(xiàn)GP2的選通、中斷和開(kāi)始、結(jié)束使能以及復(fù)位等控制功能。MSP430除用來(lái)對(duì)GP2控制和數(shù)據(jù)處理外，還可以留出一些資源實(shí)現(xiàn)設(shè)備其他電路和動(dòng)作機(jī)構(gòu)的控制使用。單片機(jī)接口電路原理和程序流程分別如圖8和圖9所示。

篇2

2守時(shí)電路設(shè)計(jì)分析

在本研究中借助GPS體系作為基本授時(shí)體系，因此需要在系統(tǒng)中置入GPS接收機(jī)。GPS接收機(jī)的功能主要體現(xiàn)于兩方面，首先它可以對(duì)精確時(shí)間進(jìn)行有效輸出，另外得到相關(guān)的時(shí)間質(zhì)量信息，同時(shí)可獲取標(biāo)準(zhǔn)時(shí)間信號(hào)。通常情況下將GPS位置精度設(shè)置為10m，將時(shí)間精度設(shè)定為1us，而速度精度則設(shè)定為0.1m/s，更新頻率為1HZ。另外熱開(kāi)機(jī)時(shí)間可設(shè)定為1s，暖開(kāi)機(jī)時(shí)間為38s，冷開(kāi)機(jī)時(shí)間為42s。工作電壓按照實(shí)際要求進(jìn)行匹配。

在系統(tǒng)中加入晶振（MV180），該晶振標(biāo)準(zhǔn)頻率為10MHZ，穩(wěn)定性低于1*10^-10，工作電壓為12V，外部工作電壓為0至5V，參考電壓為5V，工作溫度范圍為-10至60℃，穩(wěn)定性為±2*10^-10，老化率為±3*10^-8/y，預(yù)熱時(shí)間精度低于±1*10^-8（25℃以下），預(yù)熱階段峰值電流消耗應(yīng)低于700mA，靜態(tài)電流消耗應(yīng)低于250mA（25℃以下）。另外置入特定芯片使守時(shí)電路工作得到進(jìn)一步優(yōu)化，芯片選取DAC7512，該芯片電壓需求較低且功耗較小，通常情況下采取施密特觸發(fā)輸入，可對(duì)緩沖電壓進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換并可對(duì)寄存器寫(xiě)操作進(jìn)行有效控制。

芯片本身可對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行放大并進(jìn)行緩沖，這樣便可保證信號(hào)輸出的質(zhì)量，使其能夠完整輸出。由于該芯片可將輸出端斷開(kāi)并斷開(kāi)緩沖放大器，將固定電阻接入其中使精度輸出放大器可采取軌對(duì)軌的模式進(jìn)行輸出，利用串行接口使得作為通信接口連接，在工作過(guò)程中其時(shí)鐘速率可達(dá)30MHz。為了使守時(shí)電路工作完善化可在整個(gè)守時(shí)系統(tǒng)中置入FPGA器件。植入該集成電路芯片可使得系統(tǒng)的靈活性大大增強(qiáng)，由于FPGA具備了高度集成化的特點(diǎn)，規(guī)模大、體積小，具有較低的功耗，且處理迅速，可進(jìn)行反復(fù)編程，因此將其置入系統(tǒng)當(dāng)中可有效控制系統(tǒng)功耗并降低系統(tǒng)應(yīng)用成本。另外FPGA具備了邏輯單元與嵌入式儲(chǔ)存器、乘法器以及高速手法器等，可提供多種協(xié)議保證其適用范圍。在FPGA實(shí)際應(yīng)用過(guò)程中開(kāi)發(fā)軟件先將硬件描述語(yǔ)言及原理圖輸入其中，再編譯為數(shù)據(jù)流，并通過(guò)隨機(jī)儲(chǔ)存來(lái)確認(rèn)設(shè)計(jì)電路的邏輯關(guān)系。當(dāng)出現(xiàn)斷電情況后隨機(jī)儲(chǔ)存將會(huì)消失，此時(shí)FPGA也就變成了白片，那么可結(jié)合隨機(jī)儲(chǔ)存器中的差異來(lái)得到不同的設(shè)計(jì)電路邏輯關(guān)系從而得到可編程特性。

篇3

恒溫電路設(shè)計(jì)的研究主要用于電力采集產(chǎn)品上，對(duì)電力采集產(chǎn)品來(lái)講，安裝在PT側(cè)，需要耐受100℃的溫度變化，卻要求萬(wàn)分之五的精度。除需要從理論上進(jìn)行最終的計(jì)算和分析外，還要考慮各種因素。如其中重要的一個(gè)因素高精度器件的溫漂，器件穩(wěn)定性、可靠性受溫度變化的影響，是電子器件不可回避的問(wèn)題。對(duì)于電力采集產(chǎn)品中高精度的AD采集模塊，溫漂的問(wèn)題更為嚴(yán)重，要保證AD采集模塊精度在允許的范圍內(nèi)，恒溫電路的設(shè)計(jì)是很重要的?；趯?duì)電力采集產(chǎn)品應(yīng)用環(huán)境的考慮，將高精度的AD采集模塊放置在恒溫盒中，同時(shí)配合加熱電阻來(lái)穩(wěn)定恒溫盒溫度的方法，來(lái)保證環(huán)境在－20℃～+75℃變化時(shí)，恒溫盒內(nèi)的溫度變化在±1℃，使電力產(chǎn)品在萬(wàn)分之五的精度范圍以?xún)?nèi)穩(wěn)定工作。器件主要由分壓電阻、熱敏電阻、加熱電阻、運(yùn)放、三極管等組成，從設(shè)計(jì)上看電路設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單、穩(wěn)定性好。選擇的運(yùn)放是低價(jià)、高性能、低噪聲的雙運(yùn)算放大器ne5532，熱敏電阻選擇低價(jià)，對(duì)溫度反應(yīng)靈敏的電阻。根據(jù)電路，為了保證恒溫盒內(nèi)的器件工作最佳狀態(tài)，首先確定恒溫盒內(nèi)要保持的恒定溫度，通過(guò)測(cè)試和計(jì)算，恒溫盒的溫度恒定在75℃為最佳，AD采集模塊可以穩(wěn)定的工作，電力產(chǎn)品可以達(dá)到萬(wàn)分之五的精度。當(dāng)溫度降低時(shí)，通過(guò)分壓電阻電路、負(fù)反饋電路、恒流源控制電路，加熱電阻電路使溫度穩(wěn)定在75℃。

1．2電路具體設(shè)計(jì)

具體分析如:當(dāng)溫度低于75℃時(shí)，由于熱敏電阻(MF1是負(fù)溫度系數(shù)的熱敏電阻)的阻值變大，V0≠V1，V1＞V0，根據(jù)深度負(fù)反饋電路虛短、虛斷的特點(diǎn)，R18上有電流，在經(jīng)過(guò)負(fù)反饋電路放大，后級(jí)運(yùn)算放大U2B同向輸入端和反向輸入端形成壓差，輸出電壓放大，三級(jí)管基極電壓大于發(fā)射極電壓，三級(jí)管導(dǎo)通，有電流流過(guò)加熱電阻，加熱電阻加熱，再通過(guò)三極管、運(yùn)算放大U2B、電阻等組成的恒流控制源電路控制流過(guò)加熱電阻電流，使恒溫盒溫度保持在75℃左右。在設(shè)計(jì)過(guò)程中，要理論計(jì)算配合仿真軟件。下面是SaberSketch軟件仿真結(jié)果，根據(jù)熱敏電阻負(fù)溫度系數(shù)特性，在仿真過(guò)程中給熱敏電阻設(shè)定不同的參數(shù)值，從而達(dá)到模擬溫度升高和溫度降低環(huán)境的目的。

2應(yīng)用

電力采集產(chǎn)品安裝在PT側(cè)，需要耐受100℃的溫度變化，還要求精度在±0．05%以?xún)?nèi)。AD轉(zhuǎn)換模塊是電力采集產(chǎn)品的重要模塊，對(duì)溫度的變化更加敏感，AD轉(zhuǎn)換模塊采用ADS8329IRSARG4芯片，其采樣精度16位，零位漂移0．4×10－6/℃，增益漂移0．75×10－6/℃，這款芯片具有高精度和高采樣率的優(yōu)點(diǎn)，但對(duì)溫度變化敏感。AD轉(zhuǎn)換模塊在電路設(shè)計(jì)和器件選擇上，盡量保證采樣電壓的精度并最大程度減小溫漂。但還是要考慮溫度在－25℃～+75℃變化時(shí)，AD模塊精度漂移。溫漂造成的輸出變化必須通過(guò)恒溫或者溫度補(bǔ)償來(lái)去除。由于溫度補(bǔ)償電路需要在芯片設(shè)計(jì)之初加入，而且無(wú)法做到完全補(bǔ)償，因此，要得到穩(wěn)定的輸出，則必須穩(wěn)定系統(tǒng)的工作溫度，所以AD轉(zhuǎn)換模塊放在恒溫盒里，在通過(guò)恒溫控制電路保證溫度的恒定。

3測(cè)試

恒溫設(shè)計(jì)電路主要保證D采樣模塊所處的環(huán)境溫度變化在±1℃，電力采集產(chǎn)品是三相電壓，通過(guò)三路選通信號(hào)對(duì)模擬開(kāi)關(guān)74LVC1G3157的控制使得三項(xiàng)交流(A、B、C)模擬信號(hào)能夠經(jīng)過(guò)濾波后進(jìn)入到AD轉(zhuǎn)換芯片中，實(shí)現(xiàn)模擬到數(shù)字的轉(zhuǎn)換，在通過(guò)電力還原產(chǎn)品還原成模擬信號(hào)。如果環(huán)境溫度在－25℃～+75℃變化時(shí)，電力采集產(chǎn)品和還原產(chǎn)品通過(guò)壓降儀測(cè)試讀出的三相電壓的差值的幅值在0%～0．06%，相位在0('''')～3('''')之間變化，說(shuō)明恒溫硬件電路設(shè)計(jì)合理。

篇4

本設(shè)計(jì)采用從閃存引導(dǎo)的方式加載DSP的程序文件,閃存具有很高的性?xún)r(jià)比,體積小,功耗低。由于本系統(tǒng)中的閃

存既要存儲(chǔ)DSP程序,又要保存對(duì)應(yīng)于不同的伽瑪值的查找表數(shù)據(jù)以及部分預(yù)設(shè)的顯示數(shù)據(jù),故選擇ST公司的容量較大的M29W641DL,既能保存程序代碼,又能保存必要的數(shù)據(jù)信息。

圖2為DSP與閃存的接口電路。因?yàn)椴捎?位閃存引導(dǎo)方式,所以ADSP-21160地址線應(yīng)使用A20-A0,數(shù)據(jù)線為D39—32,讀、寫(xiě)和片選信號(hào)分別接到閃存相應(yīng)引腳上。

系統(tǒng)功能及實(shí)現(xiàn)

本設(shè)計(jì)采用ADSP-21160完成伽瑪校正、時(shí)基校正、時(shí)鐘發(fā)生2S、圖像優(yōu)化和控制信號(hào)的產(chǎn)生等功能。

1伽瑪校正原理

在LCD中,驅(qū)動(dòng)IC/LSI的DAC圖像數(shù)據(jù)信號(hào)線性變化,而液晶的電光特性是非線性,所以要調(diào)節(jié)對(duì)液晶所加的外加電壓,使其滿足液晶顯示亮度的線性,即伽瑪(Y)校正。Y校正是一個(gè)實(shí)現(xiàn)圖像能夠盡可能真實(shí)地反映原物體或原圖像視覺(jué)信息的重要過(guò)程。利用查找表來(lái)補(bǔ)償液晶電光特性的Y校正方法能使液晶顯示系統(tǒng)具有理想的傳輸函數(shù)。未校正時(shí)液晶顯示系統(tǒng)的輸入輸出曲線呈S形。伽瑪表的作用就是通過(guò)對(duì)ADC進(jìn)來(lái)的信號(hào)進(jìn)行反S形的非線性變換,最終使液晶顯示系統(tǒng)的輸入輸出曲線滿足實(shí)際要求。

LCD的Y校正圖形如圖3所示,左圖是LCD的電光特性曲線圖,右圖是LCD亮度特性曲線和電壓的模數(shù)轉(zhuǎn)換圖。

2伽瑪校正的實(shí)現(xiàn)

本文采用較科學(xué)的Y校正處理技術(shù),對(duì)數(shù)字三基信號(hào)分別進(jìn)行數(shù)字Y校正(也可以對(duì)模擬三基信號(hào)分別進(jìn)行Y校正)。在完成v校正的同時(shí),并不損失灰度層次,使全彩色顯示屏圖像更鮮艷,更逼真,更清晰。

某單色光Y調(diào)整過(guò)程如圖4所示,其他二色與此相同。以單色光v調(diào)整為例:ADSP-21160首先根據(jù)外部提供的一組控制信號(hào),進(jìn)行第一次查表,得到Y(jié)調(diào)整系數(shù)(Y值)。然后根據(jù)該Y值和輸入的顯示數(shù)據(jù)進(jìn)行第二次查表,得到經(jīng)校正后的顯示數(shù)據(jù)。第一次查表的Y值是通過(guò)外部的控制信號(hào)輸入到控制模塊進(jìn)行第一次查表得到的。8位顯示數(shù)據(jù)信號(hào)可查表數(shù)字0～255種灰度級(jí)顯示數(shù)據(jù)(Y校正后)。

3圖像優(yōu)化

為了提高圖像質(zhì)量,ADSP-21160內(nèi)部還設(shè)計(jì)了圖像效果優(yōu)化及特技模塊,許多在模擬處理中無(wú)法進(jìn)行的工作可以在數(shù)字處理中進(jìn)行,例如,二維數(shù)字濾波、輪廓校正,細(xì)節(jié)補(bǔ)償頻率微調(diào)、準(zhǔn)確的彩色矩陣(線性矩陣電路),黑斑校正、g校正、孔闌校正、增益調(diào)整、黑電平控制及雜散光補(bǔ)償、對(duì)比度調(diào)節(jié)等,這些處理都提高了圖像質(zhì)量。

數(shù)字特技是對(duì)視頻信號(hào)本身進(jìn)行尺寸、位置變化和亮,色信號(hào)變化的數(shù)字化處理,它能使圖像變成各種形狀,在屏幕上任意放縮,旋轉(zhuǎn)等,這些是模擬特技無(wú)法實(shí)現(xiàn)的。還可以設(shè)計(jì)濾波器來(lái)濾除一些干擾信號(hào)和噪聲信號(hào)等,使圖像的清晰度更高,更好地再現(xiàn)原始圖像。所有的信號(hào)和數(shù)據(jù)都是存儲(chǔ)在DSP內(nèi)部,由它內(nèi)部產(chǎn)生的時(shí)鐘模塊和控制模塊實(shí)現(xiàn)的。

4時(shí)基校正及系統(tǒng)控制

由于ADSP-21160內(nèi)部各個(gè)模塊的功能和處理時(shí)間不同,各模塊之間存在一定延時(shí),故需要進(jìn)行數(shù)字時(shí)基校正,使存儲(chǔ)器最終輸出的數(shù)據(jù)能?chē)?yán)格對(duì)齊,而不會(huì)出現(xiàn)信息的重疊或不連續(xù)。數(shù)字時(shí)基校正主要用于校正視頻信號(hào)中的行,場(chǎng)同步信號(hào)的時(shí)基誤差。首先,將被校正的信號(hào)以它的時(shí)基信號(hào)為基準(zhǔn)寫(xiě)入存儲(chǔ)器,然后,以TFT-LCD的時(shí)基信號(hào)為基準(zhǔn)讀出,即可得到時(shí)基誤差較小的視頻信號(hào)。同時(shí)它還附加了其他功能,可以對(duì)視頻信號(hào)的色度、亮度、飽和度進(jìn)行調(diào)節(jié),同時(shí)對(duì)行、場(chǎng)相位、負(fù)載波相位進(jìn)行調(diào)節(jié),并具有時(shí)鐘臺(tái)標(biāo)的功能。

控制模塊主要負(fù)責(zé)控制時(shí)序驅(qū)動(dòng)邏輯電路以管理和操作各功能模塊,如顯示數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器的管理和操作,負(fù)責(zé)將顯示數(shù)據(jù)和指令參數(shù)傳輸?shù)轿?負(fù)責(zé)將參數(shù)寄存器的內(nèi)容轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的顯示功能邏輯。內(nèi)部的信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生控制信號(hào)及地址,根據(jù)水平和垂直顯示及消隱計(jì)數(shù)器的值產(chǎn)生控制信號(hào)。此外,它還可以接收外部控制信號(hào),以實(shí)現(xiàn)人機(jī)交互,從而使該電路的功能更加強(qiáng)大,更加靈活。此外,ADSP21160的內(nèi)部還設(shè)計(jì)了I2C總線控制模塊,模擬FC總線的工作,為外部的具有I2C接口的器件提供SCLK(串行時(shí)鐘信號(hào))和SDA(雙向串行數(shù)據(jù)信號(hào))。模擬I2C工作狀態(tài)如圖5和圖6所示。

系統(tǒng)軟件實(shí)現(xiàn)

在軟件設(shè)計(jì)如圖7所示,采用Matlab軟件計(jì)算出校正值,并以查找表的文件形式存儲(chǔ),供時(shí)序的調(diào)用。系統(tǒng)上電

篇5

2電路板設(shè)計(jì)

錯(cuò)誤的布局布線不僅不會(huì)發(fā)揮保護(hù)電路的保護(hù)作用，還有可能引入其他干擾。TVS二極管應(yīng)該盡量靠近I/O端口，接近干擾源，在干擾進(jìn)入電路之前就濾除掉，避免干擾耦合到鄰近的電路上。另外，PCB布線時(shí)應(yīng)盡量采用短而粗的線，減小干擾對(duì)地通路上的阻抗。圖2為不好的布局布線情況，圖3為良好的布局布線情況。

3接口保護(hù)效果

保護(hù)電路增加前后，全自動(dòng)引線鍵合機(jī)上的RS422接口在持續(xù)電子打火環(huán)境下的通信情況如圖4所示。由圖可以看出，沒(méi)有保護(hù)電路時(shí)，在電子打火瞬間，正常通信線路上會(huì)產(chǎn)生接近10V的沖擊電壓，完全超出了接口可接受的-7~+7V共模電壓范圍，影響正常通信，嚴(yán)重時(shí)足以燒壞接口。在相同條件下，增加保護(hù)電路后，通信情況如圖5所示。由圖5可以看出，電子打火瞬間電路上的電壓完全在-7~+7V范圍內(nèi)，正常通信不受影響，達(dá)到了保護(hù)電路的設(shè)計(jì)目的。

篇6

2）考慮到開(kāi)通期間內(nèi)部MOSFET產(chǎn)生Mill－er效應(yīng)，要用大電流驅(qū)動(dòng)源對(duì)柵極的輸入電容進(jìn)行快速充放電，以保證驅(qū)動(dòng)信號(hào)有足夠陡峭的上升、下降沿，加快開(kāi)關(guān)速度，從而使IGBT的開(kāi)關(guān)損耗盡量小。

3）選擇合適的柵極串聯(lián)電阻（一般為10Ω左右）和合適的柵射并聯(lián)電阻（一般為數(shù)百歐姆），以保證動(dòng)態(tài)驅(qū)動(dòng)效果和防靜電效果。根據(jù)以上要求，可設(shè)計(jì)出如圖1所示的半橋LC串聯(lián)諧振充電電源的IGBT驅(qū)動(dòng)電路原理圖。考慮到多數(shù)芯片難以承受20V及以上的電源電壓，所以驅(qū)動(dòng)電源Vo采用18V。二極管V79將其拆分為＋12．9V和－5．1V，前者是維持IGBT導(dǎo)通的電壓，后者用于IGBT關(guān)斷的負(fù)電壓保護(hù)。光耦TLP350將PWM弱電信號(hào)傳輸給驅(qū)動(dòng)電路且實(shí)現(xiàn)了電氣隔離，而驅(qū)動(dòng)器TC4422A可為IGBT模塊提供較高開(kāi)關(guān)頻率下的動(dòng)態(tài)大電流開(kāi)關(guān)信號(hào)，其輸出端口串聯(lián)的電容C65可以進(jìn)一步加快開(kāi)關(guān)速度。應(yīng)注意一個(gè)IGBT模塊有兩個(gè)相同單管，所以實(shí)際需要兩路不共地的18V穩(wěn)壓電源；另外IGBT柵射極之間的510Ω并聯(lián)電阻應(yīng)該直接焊裝在其管腳上（未在圖中畫(huà)出），而且最好在管腳上并聯(lián)焊裝一個(gè)1N4733和1N4744（反向串聯(lián)）穩(wěn)壓二極管，以保護(hù)IGBT的柵極。

2實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析

在變換器的LC輸出端接入兩個(gè)2W／200Ω的電阻進(jìn)行靜態(tài)測(cè)試。實(shí)驗(yàn)中使用的儀器為：Agi－lent54833A型示波器，10073D低壓探頭。示波器置于AC檔對(duì)輸出電壓紋波進(jìn)行觀測(cè)，波形如圖5所示。由實(shí)驗(yàn)結(jié)果看，輸出紋波可以基本保持在±10mV以?xún)?nèi)，滿足設(shè)計(jì)要求。此后對(duì)反激變換器電路板與IGBT模塊驅(qū)動(dòng)電路板進(jìn)行對(duì)接聯(lián)調(diào)。觀察了IGBT柵極的驅(qū)動(dòng)信號(hào)波形。由實(shí)驗(yàn)結(jié)果看，IGBT在開(kāi)通時(shí)驅(qū)動(dòng)電壓接近13V，而在其關(guān)斷時(shí)間內(nèi)電壓接近5V。這主要是電路中的光耦和大電流驅(qū)動(dòng)器本身內(nèi)部的晶體管對(duì)驅(qū)動(dòng)電壓有所消耗（即管壓降）造成的，故不可能完全達(dá)到18V供電電源的水平。

篇7

RF2514各引腳的排列如圖1所示。各引腳的功能如下：

引腳1，9（GND1，3）：模擬地。為獲得最佳的性能，應(yīng)使用較短的印制板導(dǎo)線直接連接到接地板。

引腳2（PD）：低功耗模式控制端。當(dāng)PD為低電平時(shí)，所有電路關(guān)斷。當(dāng)PD為高電平時(shí)，所有電路導(dǎo)通工作。

引腳3（TXOUT）：發(fā)射器輸出端。輸出為晶體管集電極開(kāi)路（OC）方式，但需要一個(gè)提供偏壓（或匹配）的上拉電感和一個(gè)匹配電容。

引腳4（VCC1）：TX緩沖放大器電源端口。

引腳5（MODIN）：AM模擬或者數(shù)字調(diào)制輸入。信號(hào)通過(guò)該腳輸入可以把調(diào)幅信號(hào)或者數(shù)字調(diào)制信號(hào)加到載波上，而通過(guò)該腳外的一個(gè)電阻則可對(duì)輸出放大器進(jìn)行偏置。該腳的電壓不能超過(guò)1．1V，過(guò)高的電壓可能會(huì)燒壞芯片。

引腳6（VCC2）：壓控振蕩器、分頻器、晶體振蕩器、鑒相器和充電泵電源。該端與地間應(yīng)連接一個(gè)中頻旁路電容。

引腳7（GND2）：數(shù)字鎖相環(huán)接地端。

引腳8（VREFP）：偏置電壓基準(zhǔn)端，用于為分頻器和鑒相器提供旁路。

引腳10，11（RESNTR－，RESNTR＋）：該腳可用來(lái)為壓控振蕩器（VCO）提供直流電壓，同時(shí)也可以對(duì)壓控振蕩器的中心頻率進(jìn)行調(diào)節(jié)。10腳與11腳之間應(yīng)連一電感。

引腳12（LOOPFLT）：充電泵的輸出端。該腳與地之間的RC回路可用來(lái)控制鎖相環(huán)的帶寬。

圖2

引腳13（LDFLT）：用來(lái)設(shè)定鎖定檢測(cè)電路的閾值。

引腳14（DIVCTRL）：分頻控制端。該腳為高電平時(shí)，選中64分頻器，反之，選中32分頻器。

引腳15（OSCB）：設(shè)計(jì)時(shí)可將該腳直接連接到基準(zhǔn)振蕩器晶體管的基極，由于該基準(zhǔn)振蕩器的結(jié)構(gòu)是Colpitts的改進(jìn)型，因此應(yīng)在15腳和16腳之間連接一個(gè)68pF的電容。

引腳16（OSCE）：設(shè)計(jì)時(shí)將該腳直接連接到基準(zhǔn)振蕩器晶體管的發(fā)射極，同時(shí)在該腳與地之間還應(yīng)連接一個(gè)33pF的電容器。

圖3

2RF2514的內(nèi)部結(jié)構(gòu)

篇8

1.2控制電路與模數(shù)轉(zhuǎn)換電路設(shè)計(jì)選用C8051F410單片機(jī)對(duì)整個(gè)系統(tǒng)進(jìn)行控制，C8051F410具有與8051兼容的高速CIP-51內(nèi)核，與MCS-51指令完全兼容。C8051F410資源豐富，具有24個(gè)I/O引腳，同時(shí)還具有時(shí)鐘振蕩器等功能模塊。ADS1274是TI公司生產(chǎn)的24位無(wú)失碼高性能模數(shù)轉(zhuǎn)換器，具有最高144kSPS數(shù)據(jù)采樣速率，功耗低，在52kSPS（高精度模式）采樣速率下，單通道功耗僅為31mW，工作溫度范圍廣，最低溫度-40°C最高溫度+125°C，非常適合應(yīng)用于條件苛刻的工業(yè)控制領(lǐng)域。該芯片模擬前端具有4個(gè)單端輸入通道,模擬部分采用5V供電，內(nèi)核為3.3V或者1.8V供電。模擬輸入電壓為———0.3V~6V。采用THS4521作為AD轉(zhuǎn)換器的驅(qū)動(dòng)器，THS4521極低功耗軌至軌輸出全差動(dòng)放大器，帶寬高達(dá)145MHz，數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換速率高達(dá)490V/μs，直流開(kāi)環(huán)增益為119dB，寬范圍供電電壓：+2.5V~+5.5V，單通道電流僅為1.14mA。C8051F410與ADS1274通過(guò)標(biāo)準(zhǔn)SPI接口進(jìn)行通信，設(shè)計(jì)采用3線制的主、從方式。C8051F410控制ADS1274，C8051F410通過(guò)SCLK時(shí)鐘管腳提供并控制ADS1274提供SPI的時(shí)鐘信號(hào)。單片機(jī)的MOSI引腳與ADS1274的DIN引腳相連，向ADS1274發(fā)送數(shù)據(jù)，實(shí)現(xiàn)配置寄存器，設(shè)置工作模式等功能。C8051F410的MISO引腳與ADS1274的DOUT相連，接收AD轉(zhuǎn)換的數(shù)據(jù)。ADS1274的RDY引腳與單片機(jī)的P0.3引腳相連，當(dāng)ADS1274完成模數(shù)轉(zhuǎn)換以后，RDY引腳有高電平變?yōu)榈碗娖?，通知單片機(jī)模數(shù)轉(zhuǎn)換完成，準(zhǔn)備讀取數(shù)據(jù)。

1.3恒流電源電路LM2904系列運(yùn)算放大器是TI公司生產(chǎn)的低功耗雙運(yùn)算放大器。ADXRS646型MEMS陀螺儀需要的供電電壓為6V，由LM2904構(gòu)成的放大電路可以產(chǎn)生兩路穩(wěn)定的6V電壓，輸出抖動(dòng)小于5mV，輸出電流可以達(dá)到40mA，滿足MEMS陀螺儀的供電要求。由LM2904構(gòu)成的基本電壓放大電路。放大電路的輸入電壓5V，電壓的放大倍數(shù)為1.2倍，由此可以得出兩路輸出A和B均為6V。

2軟件設(shè)計(jì)

數(shù)據(jù)采集裝置上電后首先對(duì)C8051F410進(jìn)行初始化設(shè)置，通過(guò)配置寄存器，設(shè)置SPI通信模式、內(nèi)部振蕩器的工作頻率以及看門(mén)狗的監(jiān)測(cè)時(shí)間。然后對(duì)ADS1274進(jìn)行AD采樣率、工作模式和通信模式等模塊的初始化。選擇ADS1274的差分模擬輸入通道AIN1、AIN2、AIN3進(jìn)行數(shù)據(jù)采集，模擬電壓輸入范圍為0~5V，數(shù)據(jù)寄存器配置為24位。向ADS1274發(fā)送開(kāi)始轉(zhuǎn)換命令，單片機(jī)開(kāi)始計(jì)時(shí)，計(jì)時(shí)時(shí)間未結(jié)束，傳輸采集的數(shù)據(jù)；計(jì)時(shí)時(shí)間到，繼續(xù)開(kāi)始AD轉(zhuǎn)換。采集后的角速率數(shù)據(jù)經(jīng)過(guò)單片機(jī)簡(jiǎn)單處理后，由RS232串口輸出。

篇9

2硬件電路設(shè)計(jì)

2.1動(dòng)力電池電壓信號(hào)檢測(cè)電路設(shè)計(jì)

動(dòng)力電池組是由眾多單體電池串聯(lián)而成。本設(shè)計(jì)中，選取12個(gè)單體電池串聯(lián)而成的動(dòng)力電池組，相應(yīng)的就有12個(gè)電壓模擬量信號(hào)。圖2所示為電壓采集電路設(shè)計(jì)。動(dòng)力電池組中，各個(gè)動(dòng)力電池串聯(lián)而成。在地參考點(diǎn)的作用下，各個(gè)電池正負(fù)極對(duì)地參考電壓近似比例增大，為實(shí)現(xiàn)輸出的是電池電壓，最有效的實(shí)現(xiàn)途徑是借助由運(yùn)算放大器“虛短”與“虛斷”原理構(gòu)成的減法電路。圖2中，由雙運(yùn)放運(yùn)算放大器LM358構(gòu)建2級(jí)網(wǎng)絡(luò)：第1級(jí)即為由R1~R4組建的差分放大電路形成減法電路，第2級(jí)構(gòu)成電壓跟隨器，起到緩沖及隔離的作用。LM358使用單5V電源供電。

2.2動(dòng)力電池雙向電流檢測(cè)電路設(shè)計(jì)

電池組在充放電過(guò)程中，由于只有一個(gè)充放電通道，理論上而言電流檢測(cè)通道只有一個(gè)。根據(jù)電路理論電流在其參考方向下存在正負(fù)之分，因此必須單獨(dú)設(shè)計(jì)充電電流、放電電流各自的檢測(cè)信號(hào)。圖3所示為集成的雙向電流檢測(cè)硬件電路設(shè)計(jì)。從電路中可以看出，該電路的設(shè)計(jì)非常類(lèi)似于電氣中的互鎖電路。從采樣電阻中采集的電阻兩端電壓在電阻分壓網(wǎng)絡(luò)下，產(chǎn)生不同的電壓。結(jié)合運(yùn)放的差分放大功能，分別引入LM358運(yùn)算放大器的2組不同的運(yùn)放輸入端，由于引入同相輸入端和反相輸入端的電壓不同，使得2組運(yùn)放各自工作在線性工作區(qū)與非線性工作區(qū)中。當(dāng)電池組中有任意方向的電流時(shí)，均會(huì)產(chǎn)生一組運(yùn)放工作在線性放大區(qū)域產(chǎn)生對(duì)應(yīng)的模擬電壓信號(hào)同時(shí)另外一組運(yùn)放工作在非線性區(qū)域而作為電子開(kāi)關(guān)輸出供電電源的參考地電壓。在實(shí)際的電動(dòng)汽車(chē)中，通常選用100AH的動(dòng)力電池組為電動(dòng)汽車(chē)提供動(dòng)力源，這樣，采樣電阻的選擇就有了依據(jù)。本設(shè)計(jì)中，選用0.05R/2W的采樣電阻多個(gè)并聯(lián)成0.01R的功率電阻作為充放電電流檢測(cè)元件。

2.3動(dòng)力電池組溫度檢測(cè)電路設(shè)計(jì)

溫度檢測(cè)保證電池組工作在可靠溫度范圍內(nèi)而不引起電池故障，是電池管理系統(tǒng)中必不可少的有效組成部分。溫度檢測(cè)傳感器選用PT100系列溫度傳感器。最新制造工藝出產(chǎn)的PT100體積小，精度高，比較適合應(yīng)用在電池管理系統(tǒng)溫度檢測(cè)單元中。本設(shè)計(jì)中，選用三線式橋式測(cè)溫電路，其最大優(yōu)點(diǎn)在于將地線單獨(dú)引出，參考電阻網(wǎng)絡(luò)的地線電阻可以與PT100的地線電阻匹配，減小電阻差異帶來(lái)的偏差問(wèn)題，提高溫度測(cè)量精度。其設(shè)計(jì)原理同電壓采集電路基本相同。

3調(diào)試數(shù)據(jù)與分析

設(shè)計(jì)完畢后，對(duì)該套電池管理系統(tǒng)的硬件電路進(jìn)行了制版調(diào)試。在解決了焊接遺留的硬件問(wèn)題后，通過(guò)MCU的監(jiān)測(cè)獲取了大量數(shù)據(jù)。調(diào)試過(guò)程中某一時(shí)刻點(diǎn)的狀態(tài)量。從測(cè)試數(shù)據(jù)可以看出，無(wú)論是電壓、電流、還是溫度，其相對(duì)誤差都控制在1%以?xún)?nèi)，特別是電壓檢測(cè)數(shù)據(jù)，精度更是達(dá)到了3‰，這樣的誤差在電池管理系統(tǒng)誤差允許范圍之內(nèi)，達(dá)到了電池管理系統(tǒng)數(shù)據(jù)采集前端模塊硬件電路設(shè)計(jì)的目的。

篇10

（2）指向角的影響。指向角是影響測(cè)量分辨率的一個(gè)重要因素，它與工作波長(zhǎng)，傳感器半徑的關(guān)系為：指向角θ越小，分辨率越高，但要求傳感器半徑r越大，制造越難。

（3）溫度的影響。超音波的測(cè)量距離s=Vt/2，其中t由系統(tǒng)單片機(jī)計(jì)時(shí)，精度很高，但超音波在空氣傳播的速度V會(huì)受到溫度、濕度、粉塵、氣流等很多因素的影響，通過(guò)實(shí)驗(yàn)比較分析發(fā)現(xiàn)：溫度對(duì)超音波的傳播速度影響最嚴(yán)重，可見(jiàn)溫度引起的測(cè)量誤差十分大，不可忽視，必須采取措施來(lái)改善，正因?yàn)槿绱吮疚脑O(shè)計(jì)了基于AD590在超聲波測(cè)距儀的溫度補(bǔ)償電路，改善了溫度引起的測(cè)量誤差，保證了測(cè)量?jī)x的測(cè)量精度。

2AD590的特性及應(yīng)用

本設(shè)計(jì)中采用美國(guó)生產(chǎn)的AD590的感溫器，利用了它輸出電流與絕對(duì)溫度成比例的特性，而且精度很高（僅為±0.3℃），它的高阻抗特性保證了它受負(fù)載的影響很小，同時(shí)AD590可以通過(guò)CMOS多路切換實(shí)現(xiàn)多路復(fù)用。AD590適用溫度范圍廣（-55℃～150℃），工作電壓范圍也廣（4～30V），它是一個(gè)低成本單片集成兩端感溫恒流源，應(yīng)用中不要再附加線性處理電路，放大電路等其它支持電路，總之基于AD590線性好，精度高，價(jià)格低等突出特性我們選擇了它。AD590的引腳及使用方法：AD590有3個(gè)的引腳，一般只用兩個(gè)（+-兩引腳）第三個(gè)引腳一般接外殼起到屏蔽作用來(lái)。在下面AD590的使用連接圖中，AD590的輸出電壓值與溫度的關(guān)系分析。

3溫度補(bǔ)償電路設(shè)計(jì)

基于此我們?cè)O(shè)計(jì)的溫度補(bǔ)償電路：電路基本設(shè)計(jì)思路：為了保證I的線性度好，在檢測(cè)電壓時(shí)不能分流，因此使用電壓跟隨器其輸出電壓V2等于輸入電壓V，即AD590的輸出電壓?？紤]到電路中電抗對(duì)電源的影響，電源會(huì)帶有雜波，從而影響AD590的輸出電壓，因此使用齊納穩(wěn)壓二極管取得一個(gè)相對(duì)穩(wěn)定的電壓，通過(guò)可變電阻分壓取出一個(gè)穩(wěn)定的參考電壓2.73V。我們把來(lái)自AD590的輸出電壓與穩(wěn)定的參考電壓2.73V分別通過(guò)差動(dòng)放大器的+-端輸入，差動(dòng)放大器輸出Vo為（100K/10K）×（V2-V1）=T/10，假設(shè)環(huán)境溫度為攝氏20℃，輸出電壓就為2V，就得到一個(gè)隨溫度變化而線性變化的電壓。輸出電壓接AD轉(zhuǎn)換器，那么AD轉(zhuǎn)換輸出的數(shù)字量就和攝氏溫度成線形比例關(guān)系。系統(tǒng)溫度采集流程為：初始化數(shù)據(jù)操作讀溫度輸出，基本流程如下溫度采集子程序。在計(jì)算距離時(shí)進(jìn)行了溫度的補(bǔ)償設(shè)計(jì)。

4實(shí)驗(yàn)結(jié)果

如果系統(tǒng)沒(méi)有采用溫度補(bǔ)償措施，測(cè)量的結(jié)果誤差很大，如果采用了本設(shè)計(jì)的溫度補(bǔ)償電路，則測(cè)量的結(jié)果誤差大大的減少，完全達(dá)到實(shí)際測(cè)量的精度要求。

篇11

行波管柵極電容100pF，分布電容300pF，考慮冗余設(shè)計(jì)，總電容取500pF，切換時(shí)間t取值0.5s，則瞬時(shí)充電電流i為：因此，選擇耐壓大于2000V，電流大于1.5A的MOSFET即可滿足要求，并且應(yīng)盡量選擇結(jié)電容小的。

綜合考慮，選用IXYS公司的IXBT2N250作為開(kāi)關(guān)管，單管的VCES為2500V、IC25為5A、Coes為8.7pF、tr為180ns、tf為182ns。BiMOSFET管驅(qū)動(dòng)門(mén)限電壓高，適宜于強(qiáng)干擾環(huán)境中應(yīng)用，這有利于提高柵控電路的可靠性。

2保護(hù)電路

一個(gè)穩(wěn)定可靠的柵控電路對(duì)行波管來(lái)說(shuō)很重要，因?yàn)檎麄€(gè)系統(tǒng)的穩(wěn)定度和頻譜特性都直接與其性能有關(guān)，為保證本柵控電路穩(wěn)定可靠工作，主要采取以下措施：圖1中的R1、R2、R5起限流作用。為防止開(kāi)關(guān)管過(guò)流，充放電回路的電阻取值要保證其充、放電流小于開(kāi)關(guān)管的最大額定電流IC，即R≥U/IC＝1.5kV/5A=300，考慮MOS管溫升等因素，總限流電阻取500。回路中存在一定的分布電感，在開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)會(huì)產(chǎn)生感應(yīng)電壓疊加到開(kāi)關(guān)管上，造成開(kāi)關(guān)管承受過(guò)高的電壓。在開(kāi)關(guān)管兩端并聯(lián)TVS進(jìn)行鉗位，以防開(kāi)關(guān)管過(guò)壓而損壞。